特征 ：输出范围：0.8V至车辆识别号–0.8V内部参考电压–±1.5%过线电压和温度驱动N通道mosfet简单的单回路控制设计–电压模式脉宽调制控制快速瞬态响应–高带宽误差放大器–全0%至100%工作循环无损、可编程、过电流保护–使用上MOSFET的RDS（开）小型转炉–300kHz固定频率振荡器–内部软启动–8-引线SOIC
应用 ：PC子系统和外围设备的电源MCH、GTL和AGP供应电缆调制解调器、机顶盒和DSL调制解调器数字信号处理器，存储器低压分布式电源
说明 ：FAN6520A简化了DC-DC降压变换器的完整控制和保护方案。设计用于驱动同步buck拓扑，FAN6520A集成控制、输出调整、监控和保护功能集成在一个8线封装中。FAN6520A采用单反馈回路和快速瞬态响应的电压模式控制。输出电压可精确调节到0.8V，最大耐受温度为1.5%度以及线路电压变化。固定频率振荡器减少设计复杂度，同时平衡典型的应用成本。误差放大器具有15MHz增益带宽和8V/微秒的转换速率使高转换带宽快速瞬态性能。产生的脉宽调制占空比范围从0%至100%。集成电路监测上MOSFET和适当地抑制PWM操作以防止过流条件。这种方法简化了通过消除需要电流感应电阻器。风扇6520A的额定工作温度为0°至+70°C，风扇6520AI的额定温度为-40°至+85°C。
电路描述初始化自动初始化在接收权力复位功率函数连续监控VCC PIN的偏置电压。当供电电压超过阈值时，IC引发超电流保护操作UPON Completion of the OCP sample-and-hold操作，Por function initiates soft-start operation.过流保护过电流函数保护转换器用上摩斯费特’s在电阻上缩短输出，RDS（“On-Resistance”，to Monitor the Current.这个方法提高转换器的效率和降低成本消除对电流传感电阻器的需求。茶超电流函数循环软起始函数隐蔽模式提供故障保护。一种电阻器（“ROCSET”）程序的超电流行驶水平（“见典型的”）应用程序图立即跟随引发过电流保护采样-和-保持操作首先，内部误差放大器是无损的。This allows an internal 20微a current sink在屋顶上开发电压。法国电影然后将此电压样品放到压缩机上。This sampled match，which is referenced to the VCC pin，is heldInternally as the over-current set point.当电压超越上摩斯，这也是参照到除超电流设置点外，VCC PIN超电流函数开始软起始序列。图3显示了一个故障后的电感电流，引入时正值15A.连续故障原因一个典型的隐蔽模式Period of 25ms.The inductor current increases to 18A在软起始间隔和造成过度电流的过程中旅行这个变换器很小的功率方法测量输入功率的条件图显示为1.5w。
软起动之后，POR函数启动软启动序列过流设定点已采样。软起动将误差放大器输出（COMP pin）和参考输入（误差放大器的非垂直端子）夹到内部产生的软启动电压。图4显示了COMP/OCSET pin具有的典型启动间隔从接地释放（系统关闭）国家。最初，COMP/OCSET用于对通过禁用误差放大器和通过ROCSET绘制20μA。一旦过流电平已采样，软启动功能已启动。误差放大器（COMP/OCSET）上的夹具pin）初始控制转换器的输出电压软启动。将振荡器的三角形波形与斜升误差放大电压进行了比较。这会产生越来越宽的SW脉冲，为输出电容器。当内部产生的软启动电压超过反馈（FB引脚）电压时输出电压处于调节状态。此方法提供快速控制输出电压上升。整个启动过程通常需要11毫秒。
FAN6520A集成了一个MOSFET穿透一种保护方法，允许转换器同时接收和源电流。当用FAN6520A设计变频器已知转换器可能吸收电流。当转换器下沉电流时，它表现为升压变换器调节输入电压。这意味着换流器正在向VCC轨道输送电流，为风扇6520A提供偏压。如果这样水流无处可去VCC轨道上的负载，通过限压保护装置或其他方法VCC总线吸收电流。这允许电压VCC轨道的水平增加。如果钢轨被提升到超过FAN620A的最大额定电压的水平，IC经历了不可逆的故障，并且转换器不再。可操作。确保电流有一条路径除轨道上的电容外，要防止这种故障模式。应用程序信息布局注意事项在任何高频开关变换器中，布局都是非常很重要。将电流从一个电源设备切换到另一个可以在互连键合线和电路的阻抗踪迹。使用宽的、短的印刷线路以最小化互连阻抗。关键部件应尽可能靠近地面平面施工或单点接地。
图显示了转换器的关键功率组件。为了最小化电压超调，互连电线（用粗线表示）应该是印刷电路板中的接地或电源板。这个图所示的组件应位于尽可能靠近。注意电容器CIN而COUT可以分别代表许多物理电容器。将风扇6520A定位在Q1的两英寸范围内和Q2 MOSFETs。mosfet的电路跟踪来自FAN6520A的门和源连接必须可承受高达1A的峰值电流。图显示了需要额外的布局考虑。使用单点和地平面所示电路的结构。尽量减少泄漏COMP/OCSET pin上的当前路径并定位靠近COMP/OCSET引脚的ROSCET电阻器因为内部电流源只有20微安。在VCC和GND之间提供本地VCC去耦别针。尽可能靠近电容器CBOOT启动和相位引脚。用于反馈补偿应尽可能靠近IC尽可能实用。
反馈补偿图突出显示了同步整流降压变换器。输出电压（VOUT）调节到参考电压水平。这个比较误差放大器（误差放大器）输出（VE/A）用振荡器（OSC）三角波提供脉冲宽度调制波SW节点的VIN。通过输出LC滤波器（LOUT和COUT）。
调制器传递函数是VOUT/VCOMP的小信号传递函数。这个功能占主导地位通过直流增益和输出滤波器（LOUT和COUT），与FLC处的双极断开频率和联邦调查局。调制器的直流增益是输入电压（VIN）除以峰间振荡器电压（ΔVOSC.）下列方程式将调制器断开频率定义为输出LC滤波器的函数：补偿网络由误差放大器组成（FAN6520A内部）和阻抗网络ZIN和ZFB。补偿网络的目标是提供具有最高0dB交叉频率（F0dB）和足够的相位裕度。相位裕度是F0dB和180度时闭合环路相位之间的差值。方程式下面是补偿网络的极点，零，并获得组件（R1、R2、R3、C1、C2和C3），如图所示。
使用以下步骤定位的极点和零点
补偿网络：
1.所需转换器带宽的拾取增益（R2/R1）。
2.把第一个零点放在滤波器的双极下面（约75%FLC）。
3.把第二个零点放在滤波器的双极上。
4.把第一个磁极放在ESR零点。
5.将第二极置于开关频率的一半。
6.根据误差放大器的开环增益检查增益。
7.估计相位裕度。必要时重复。
图显示了DC-DC转换器增益与频率的渐近图。实际调制器增益由于输出滤波器的高Q系数而具有高增益峰值，如图所示。使用上面的指导方针应给出类似于曲线绘制出来了。开环误差放大器增益限制补偿增益。检查补偿利用误差放大器的能力在FP2处获得增益。通过将调制器增益（单位dB）与补偿增益（单位dB）相加，在图8的图表上构造闭环增益。这相当于乘以调制器的补偿传递函数传递函数和绘制增益图。补偿增益使用外部阻抗网络ZFB和ZIN来提供稳定的高带宽整体循环。稳定控制回路具有增益交叉具有-20dB/十年的斜率和更大的相位裕度大于45°。包括最坏情况下的组件变化确定相位裕度。
需要一个输出电容器来过滤输出和提供负载瞬态电流。滤波要求是开关频率和纹波电流。负载瞬态要求是回转率（di/dt）和瞬态负载电流。这些要求通常是遇到了混合电容器和精心布局。组件选择输出电容器（COUT）现代部件和负载能够生产瞬时负荷率高于1A/ns。高频电容器最初提供瞬态电流并减缓电流大容量电容器的负载率。有效级数电阻（ESR）和额定电压通常是大容量滤波电容器的主要考虑因素比实际电容要求高。高频去耦电容器应放置在负载的电源插脚尽可能地物理化。小心不要在电路板布线中增加电感可以抵消这些低电感的性能组件。与负载制造商协商具体的去耦要求。只能使用专用的低阻电容器，用于开关调节器应用于大容量电容器。体电容器的ESR确定高转换率瞬态后的输出纹波电压和初始电压降。铝电解电容器的ESR值与情况有关在较大的外壳尺寸中，可用较低ESR的尺寸；但是，这些尺寸的等效串联电感（ESL）电容器随着外壳尺寸的增加而增加，并且可以减少电容器对高摆率瞬变的作用加载。由于ESL不是指定的参数，请执行以下操作与电容器供应商一起测量电容器的用频率阻抗来选择合适的元件。一般来说，多个小电容器的性能比一个大电容器好。
