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本应用笔记给出了MAX2205 RF功率检测器针对不同峰均比信号测试时所采用的测量方法，并从数学角度探讨了MAX2205的工作原理。
MAX2205功率检测器的输入级由图1所示的两个三极管组成，输出电压和输入信号电压幅值成正比。
图1. MAX2205输入级框图
对于那些峰均比(PAR)随调制类型而改变的复杂调制，MAX2205的输出并不是准确的平均功率。这篇应用笔记的附录提供了深入的数学分析，通常必须进行一些修正。下面是MAX2205功率检测器工作在不同PAR信号时的实验结果。
测量采用MAX2205评估板完成(参考图2)。
图2. MAX2205评估板原理图
信号频率
1.9GHz
800MHz
450MHz
测量的调制类型
QPSK调制，3.5dB PAR
QPSK调制，6.5dB PAR
QAM调制，6dB PAR
图3至图5使用3.5dB PAR作为参考点或“零”误差。调整R2对不同频段进行匹配，并产生期望的输出电压范围。
图3. 1.9GHz信号频率(f(IN))的误差测量，其中
V(CC) = 2.8VDC
R2 = 150欧姆
图3a. +25°C时误差和信号的关系
图3b. -40°C时误差和信号的关系
图3c. +85°C时误差和信号的关系
图4. 800MHz信号频率(f(IN))下的误差测量，其中
V(CC) = 2.8VDC
R2 = 150欧姆
图4a. +25°C时误差和信号的关系
图4b. -40°C时误差和信号的关系
图4c. +85°C时误差和信号的关系
图5. 450MHz信号频率(f(IN))下的误差测量，其中
V(CC) = 2.8VDC
R2 = 330欧姆
图5a. +25°C时误差和信号的关系
图5b. -40°C时误差和信号的关系
图5c. +85°C时误差和信号的关系
MAX2205响应的是输入电压，不是输入电压的平方。PAR改变时，输出电压也将改变。
PAR越高，产生的误差越大。室温下，一个6.5dB PAR信号的误差在1.9GHz是0.9dB，在800MHz是0.55dB，而在450MHz是0.56dB。使用较低的耦合功率(也就是对检测器较低的关联功率)会减小误差，但也会压缩功率检测器的动态范围。对于某些情况，这个误差是可以接受的，并且可以使用一个单独的查找表查询从3.5dB到6.5dB的峰值因数。附录给出的分析解释了在输入功率较低时误差会减小的原因。
温度对误差的影响不大。
多频带应用时可能需要一个以上的查找表。但是，输出电压曲线在不同频率下是相似的，而且可能设计一个修正因数，允许只使用一个查找表。
对于这个分析，二极管的I/V特性是：
我们将针对不同信号输入的条件进行I/V分析。
图6所示功率检测器具有对称的三极管Q(1)、Q(2)，I(1)、I(2)和R(1)、R(2)。双极型三极管Q(1)调整输入电压V(I)。当AC输入信号V(AC)为零时，三极管Q(2)提供一个直流偏移电压来平衡V(O)使其为零。C(1)为保持电容，其数值通过V(O)所允许的压降设置。Q(1)和Q(2)的直流偏置应该相等，以抵消温漂的影响。
图6. 典型的功率检测电路
Q(1)的发射极电流是：
其中，V(Q)是Q(1)的基极偏置电压，V(C1)是C(1)处的电压，且信号V(i) = V(AC) x cos(欧姆t)作用于Q(1)。
与式1相比，可根据V(i) = V(Q) + V(AC) x cos(欧姆 x t) >> V(T)作如下近似运算：
其中：
V(AC) = 交流输入信号的峰值幅度
V(Q) = 基极和发射极的直流压差
b = V(AC)/V(T)
I(n)(b) = 修正的n阶Bessel函数
I(E)的直流成分是：
当V(AC) >> V(T)时，I(0)(b)可近似为：
因此，
因为I = I(1)恒流源与双极型三极管的发射极串联，所以I(E_DC)应该等于I(1)。因此，
同时，考虑双极性三极管Q(2)，它和Q(1)一样：
其中，V(C2)是C(2) (Q(2)的发射极)的平均直流电压。
对于对称电路的设计，I(1) = I(2)。因此，
从式9我们可推导出：
我们知道V(O) = V(C1) - V(C2)，并且b = V(AC) / V(T)。因此，
这是输入信号较大时，输入电压和输出电压之间的近似关系。
从式11可知：
V(O)对V(AC)是近似的线性关系，因为V(AC)包含在式11的第二项，需要开方并取对数。因此，输出电压会在输入信号较大时随PAR变化。
当V(AC) >> V(T)时，温度的影响很小。
当输入信号较小时，式4中的I(0)(b)可近似为：
与式9类似，我们知道：
因此，
当x较小时，ln(1 + x)
x，由此可得：
式15说明：
输出电压与RF输入信号的电压幅值的平方成正比，电压幅
