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特色
从5V到12V的灵活电源
电源转换输入低至1.5V
1%输出电压精度
大电流集成驱动器
输出电压可调
0.8V内部基准
简单电压模式控制回路
无传感器和可编程OCP
低侧RdsON
振荡器内部固定在300kHz
内部软启动
LS-LESS管理预偏压启动
禁用功能
OV/UV防护
FB断开保护
SO-8包装
应用
子系统电源（MCH、IOCH、PCI…）
存储器和终端电源
CPU和DSP电源
分布式电源
通用DC/DC转换器
说明
L6727是单相降压控制器集成大电流驱动器，提供完整的控制逻辑、保护和参考电压实现简单易行通用型DC-DC变换器SO-8包。设备灵活性允许管理转换电源输入VIN低至1.5V和设备电源电压在5V到12V之间。L6727提供了简单的控制回路电压模式误差放大器。集成0.8V基准允许调节输出电压在线路和温度范围内精度为±1%变化。振荡器内部固定为300kHz。L6727提供可编程过电流保护以及过电压和欠电压保护。监控当前信息跨低侧mosfet的RdsON节省使用具有昂贵和占用空间的感觉监控输出电压时的电阻通过FB引脚。FB断开保护防止过度以及浮动时的危险输出电压FB引脚。
电气特性
（VCC=12V；TA=-20°C至+85°C，除非另有规定）。
电气特性（续）
（VCC=12V；TA=-20°C至+85°C，除非另有规定）。
1.设计保证，不经测试。
设备说明
L6727是一个单相PWM控制器，内置大电流驱动器，提供完整的控制逻辑和保护，以简单易行的方式实现一个通用的DC DC降压变换器。设计用于在同步buck中驱动N沟道mosfet拓扑结构，由于其高度集成，这8针设备允许降低成本和尺寸电源解决方案。L6727设计为通过5V或12V电源总线工作。多亏了高精度0.8V内参比，输出电压可精确调节到0.8V以下在线路和温度变化范围内（0°C和+70°C之间），精度为±1%。开关频率在内部设置为300kHz。该装置提供了一个简单的控制回路和一个电压模式误差放大器。误差放大器具有15MHz增益带宽乘积和8V/μs转换率，允许高快速瞬态响应的调节器带宽。提供L27过载保护，避免过电压损坏，欠压和反馈断开保护。当设备由5V供电时，过电流跳闸阈值可通过一个简单的电阻器进行编程。输出电流被监控跨过低侧MOSFET的RdsON，节省了使用昂贵和占用空间的感觉电阻器。输出电压和反馈断开通过FB引脚进行监控。L6727实现软启动，在5.1ms内将内部参考电压从0V增加到0.8V（典型值）闭环调节。低侧无功能允许设备执行软启动预偏压输出避免通过输出电感器的高电流回流和危险负载侧出现负尖峰。
不同类型的集成FET驱动器也允许使用高功率的MOSFET多个mosfet以减少等效RdsON），保持快速开关转换。高压侧MOSFET的驱动器使用启动引脚供电，相位引脚用于返回。低侧MOSFET的驱动器使用VCC管脚供电，GND管脚用于回路。该控制器包含一个反射穿和自适应死区控制，以最小化侧体二极管导通时间低，在保持良好效率的同时节约使用肖特基二极管：
为了检查高压侧MOSFET关断，检测相位引脚。当电压在相位引脚下降，低侧MOSFET栅极驱动突然应用；
为了检查低压侧MOSFET关闭，检测LGATE引脚。当LGATE处的电压下降了，高压侧MOSFET栅极驱动突然应用。如果电感器中的电流为负，则相引脚上的电压将永远不会下降。到允许低侧MOSFET开启，即使在这种情况下，看门狗控制器被启用：如果高边MOSFET的源不下降，低边MOSFET是这样接通的允许感应器的负电流再循环。此机制允许即使电流是负的，系统也要调节。电源转换输入灵活：5V、12V总线或任何允许转换的总线（请参阅表5）中的最大工作循环限制和建议的工作条件可以是自由选择。
功耗
对于高侧MOS FET和高侧埋置FET:27都是低电流驱动然后重要的是要考虑设备在驱动它们的过程中所消耗的能量以避免克服最高结工作温度。影响器件功耗的主要因素有两个：偏置功率和驱动器功率。设备偏置功率（PDC）取决于通过提供引脚，可简单量化如下（假设提供HS和LS具有相同VCC的设备驱动程序）：
驾驶员电源是驾驶员持续打开和关闭外部mosfet；它是开关频率和总栅电荷的函数选定的MOSFET。考虑到总功率PSW可以量化耗散开关MOSFET（易于计算）由三个主要的耗散因素：外部栅电阻（如果存在）、本征MOSFET电阻和固有驱动器电阻。最后一个学期是我们下定决心要做的重要的一个学期计算设备功耗。总功率消耗MOSFETs结果：
其中VBOOT-VPHASE是自举电容器上的电压。
外部栅极电阻有助于器件耗散开关功率，因为功率PSW将在内部驱动器阻抗和外部电阻器之间共享导致设备普遍冷却。
软启动和禁用
L6727实现了软启动，以平稳地为输出滤波器充电，避免了高冲激输入电源所需的电流。装置逐渐增加内部参考电压从0V到0.8V，大约5.1ms，闭环调节，逐渐将输出电容器充电至最终调节电压。如果在软启动期间触发过电流，过电流逻辑将超控软启动顺序，并将关闭内部软启动剩余时间（最多2048个时钟周期）加上2048个时钟周期，则开始一个新的软开始。只有当VCC电源高于UVLO阈值时，设备才开始软启动阶段过电流阈值设置阶段已经完成。
低侧无启动（LSLess）
为了管理预偏置输出的启动，L6727在启用LS驱动器切换：在软启动阶段，LS驱动器结果禁用（LS=OFF）直到HS开始切换。这避免了输出上的危险负尖峰在预偏压输出上启动时可能发生的电压。如果输出电压预先偏置到低于编程电压的电压，则除非软启动斜坡超过输出预偏压，否则LS将开启；然后VOUT将从那里上升，没有任何下降或电流回流。如果输出电压预先偏置到高于编程电压的电压，HS将不要开始切换。在这种情况下，在软启动时间结束时，LS启用并放电输出到最终调节值。该设备的这一特殊功能仅从控制回路点屏蔽LS开启观点：保护旁路无LSFET，在需要时打开LS mosfet。
启用/禁用
在0.5V（典型值）以下，可通过外部推动COMP/DIS引脚来禁用该设备。在禁用条件HS和LS MOSFET关闭，20μa电流来自补偿/显示引脚。释放引脚，电流会将其拉过阈值，从而使设备允许再次执行新的SS。要禁用设备，外部下拉需要克服10mA的COMP输出电流约为15μs。一旦禁用，COMP输出电流将降至20μA。
过电流保护
过流特性通过以下方式保护转换器免受短路输出或过载感测通过低侧MOSFET漏源导通电阻的输出电流信息，RdsON。这种方法通过避免使用昂贵和占用空间的传感电阻。低压侧RdsON电流检测是通过比较相电压来实现的当LS MOSFET以编程的OCP阈值电压打开时，内部持有。如果监测到的电压降（GND至相位）超过此阈值，则检测到过电流事件。如果连续两次检测到两次过电流事件切换周期后，保护将触发，设备将同时关闭LS和HS2048个时钟周期的MOSFET（加上内部SS剩余时间，如果在SS期间触发然后它将开始一个新的软启动。如果不消除过电流状况，持续故障将导致L6727进入典型周期为13.6ms的中断模式（图5），保证安全负载保护以及非常低的功耗。
过电流阈值设置
当提供VCC=5V时，L6727允许轻松编程过电流阈值范围从50mV到500mV，只需在COMP和VCC。在第一次启用后的短时间内（5.5ms-6.5ms）（给定VCC结束UVLO阈值），内部60μA电流（IOCSET）从COMP引脚沉下，确定通过ROCSET的电压降。在VCC和COMP除以因子3，将被采样并由设备内部保存下一次VCC循环前的电流阈值。差分传感与VCC允许OCSET程序完全独立于车辆识别号轨道。OC设置程序总时间长度范围从5.5ms到6.5ms，与设置的阈值成比例。在COMP和VCC之间连接ROCSET电阻，编程设定的阈值将比利时：
ROCSET值的范围为2.5kΩ至25kΩ。
如果ROCSET上的电压降太低，系统将对启动非常敏感励磁涌流和噪声。这可能导致连续的OCP触发和打嗝模式。在这种情况下，考虑增加ROCSET值。如果ROCSET未连接（且VCC=5V），设备将设置最大值门槛。如果设备的VCC高于7V，则不得连接ROCSET。在这个在这种情况下，一旦VCC上升到VCC_OC（8V典型值），L6727将OC阈值切换到400 mV（内部固定值）。OC阈值设置和软启动示波器采样波形见图5
输出电压监视器和保护
L6727监控FB引脚处的电压，并按顺序将其与内部参考电压进行比较提供欠压和过压保护。
欠压保护
如果FB引脚处的电压降至紫外阈值（0.6V典型值）以下，则装置将关闭两个HS而LS-MOSFETs则等待2048个时钟周期，然后执行新的软启动。如果低于电压条件未消除，设备进入中断模式，典型周期为13.6毫秒。从软启动结束时，UVP处于活动状态。
过电压保护
如果FB引脚处的电压升高超过OV阈值（1V典型值），过电压保护关闭HS只要过电压为检测。一旦过电流阈值设置阶段出现，OVP始终以最高优先级激活已完成。
反馈断线保护
为了在FB引脚未连接的情况下提供负载保护，100nA偏置电流总是从这个别针。如果FB引脚未连接，该电流将永久性上升FB超过OVP阈值：因此LS将被锁定，以防止输出电压升高控制权。
欠压闭锁
为了避免电源电压过低时器件的异常行为支持其内部轨道，提供UVLO：当VCC达到时，设备将启动UVLO上限，当VCC低于UVLO下限阈值时将关闭。4.1V最大UVLO上限允许L6727从5V和12V供电二极管配置中的总线。
应用程序详细信息
输出电压选择
L6727能够精确调节低至0.8V的输出电压带有一个固定的0.8V内部基准，保证输出调节电压在±1%公差范围内，温度变化在0°C和+70°C之间分压器，不包括输出电阻）。输出电压高于0.8V可以很容易地通过增加一个电阻ROS之间FB引脚和接地。参考图1，稳态直流输出电压为：
其中VREF为0.8V。
补偿网络
图6所示的控制回路是电压模式控制回路。误差放大器是电压模式类型。输出电压调节为内部基准（如果存在，在控制回路计算中，可以忽略FB节点和GND之间的偏移电阻）。误差放大器输出与振荡器锯齿波相比较，以提供PWM信号到驾驶室去。然后PWM信号通过VIN传输到开关节点振幅。该波形由输出滤波器滤波。转换器的传递函数是输出之间的小信号传递函数EA和VOUT。此功能在频率FLC处有一个双极，取决于L-COUT在FESR处共振和零点取决于输出电容ESR。直流增益调制器就是输入电压VIN除以峰值到峰值振荡器电压∆VOSC。补偿网络通过传输关闭连接VOUT和EA输出的环路函数理想地等于-ZF/ZFB。
补偿的目标是闭合控制回路，保证直流调节精度高，性能好动态性能和稳定性。要实现高增益环路，高带宽和良好的相位裕度。实现高直流增益，使补偿网络传输具有积分器形状功能。环路带宽（F0dB）可以通过选择合适的RF/RFB比率来固定，但是稳定性，不应超过FSW/2π。为了获得良好的相位裕度，控制回路增益必须以-20dB/decade斜率穿过0dB轴。作为一个例子，图7显示了III型补偿的渐近bode图。
为了确定补偿网络的极点和零点，以下建议可以遵循：
a） 设置增益RF/RFB以获得所需的闭环调节器带宽根据近似公式（RFB的建议值范围为2kΩ至5kΩ）：
e） 检查补偿网络增益是否低于开环EA增益；
f） 估计得到的相位裕度（应大于45°）并重复，如有必要，修改参数。
布局指南
L6727提供控制功能和大电流集成驱动器，以实现大电流降压DC-DC转换器。在这种应用中，一个好的布局是非常重要的很重要。为这些应用程序放置组件时的第一个优先级必须保留给电源部分，尽可能减少每个连接和回路的长度。到将噪声和电压尖峰（EMI和损耗）电源连接（在中突出显示图8）必须是电源平面的一部分，并且无论如何都要用宽而厚的铜来实现跟踪：循环必须最小化。关键部件，即功率mosfet，必须彼此靠近。建议使用多层印刷电路板。输入电容（CIN），或至少所需总电容的一部分，必须放置在靠近功率段的地方，以消除由铜的痕迹。低ESR和ESL电容器是首选，建议MLCC在HS排水管附近连接。当电源迹线必须在为了降低PCB的寄生电阻和电感。再者，复制多个PCB层上相同的高电流轨迹将降低寄生电阻与那个连接有关。将输出大容量电容器（COUT）连接到尽可能靠近负载的位置，最大限度地减少寄生与铜迹线相关的电感和电阻，也增加了额外的去耦电容器沿途到达负载时，这会导致电容器远离散装电容器银行。
门轨迹和相位轨迹的大小必须根据所传送到的驱动器均方根电流确定功率MOSFET。设备的健壮性允许管理具有强大功能的应用程序远离控制器而不损失性能。不管怎样，如果可能的话建议尽量减少控制器和电源部分之间的距离。见图9对于驱动程序当前路径。小信号组件和应用程序关键节点的连接，以及旁路电容器对于器件的供电，也很重要。定位旁路电容器（VCC和自举电容器）和回路补偿元件尽可能靠近装置实用。为了实现过流可编程性，将ROCSET靠近设备并避免由于内部电流源只有60μA，所以COMP/OC引脚上的泄漏电流路径。不使用肖特基二极管与低边MOSFET并联的系统可能会显示出很大的缺陷相位针上有负尖峰。该峰值必须限制在绝对最大值范围内额定值（例如，在HS MOSFET栅极上串联一个栅极电阻，或一个相位电阻串联到相引脚），以及正尖峰，但有一个额外的结果：导致自举电容器过充。这个额外的费用可以原因，在最大输入电压的最坏情况下瞬态，启动到相电压克服绝对最大额定值导致设备故障。在这种情况下，建议通过增加一个串联到自举二极管的小电阻（图1中的RD）
嵌入基于L6727的VRs
将虚拟现实嵌入应用程序时，必须格外小心，因为VR是一种开关式DC/DC调节器，它必须在其中工作的最常见的系统是数字系统，如MB或类似系统。事实上，最新的MBs变得越来越快功能强大：高速数据总线越来越普遍和开关感应噪声如果不遵循其他布局指南，VR生成的数据可能会影响数据完整性。在选择开关量较大的路径时，必须主要考虑几个简单点电流流动（开关高电流会导致杂散电感上的电压尖峰引起噪声的迹线会影响附近的迹线）：当在内部层上复制高电流路径时，保持所有层的大小顺序相同以避免“周围”效应增加噪声耦合。在大电流开关VR轨迹和数据总线之间保持安全防护距离，尤其是高速数据总线，以减少噪声耦合。为I/O子系统路由偏差跟踪时，保持安全防护距离或适当过滤必须在VR附近行走。噪声的可能原因可能位于相位连接、MOSFETs栅极驱动以及输入电压路径（来自输入大容量电容器和HS漏极）。也接地连接如果不坚持使用电源接地平面，则必须考虑。这些连接必须小心远离噪音敏感的数据总线。由于产生的噪声主要是由于VR的开关活动，所以噪声发射取决于电流转换的速度。为了降低噪声排放水平，也有可能，除了之前的指导方针外，为了降低当前的坡度，从而增加切换时间：由于切换时间较长，这将导致增加在系统热设计中必须考虑的开关损耗。
