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L6712A点击型号即可查看芯片规格书
特点
■带同步整流器控制的2相运行
■超快速负载瞬态响应
■集成大电流栅极驱动器：高达2A栅极电流
■0.900V至3.300V的3位可编程输出或带外部参考。
■±0.9%输出电压精度
■3mA可用参考
■集成可编程遥控放大器
■可编程下垂效应
■10%有功均流精度
■数字2048步进软启动
■撬杆锁定过电压保护。
■非闭锁欠压保护。
■使用下部MOSFET的RdsON或感应电阻器实现过电流保护
■振荡器外部可调，内部固定在150kHZ
■电源良好输出和抑制功能
■包装：SO-28和VFQFPN-36
应用
■大电流DC/DC转换器
■分布式电源
方块图
说明
该器件实现了一个双相降压控制器，每个相位之间的相位偏移为180，为大电流DC/DC应用而优化。
输出电压可通过集成的DAC从0.900V编程到3.300V；编程“111”代码，使用0.800V到3.300V的外部参考电压进行调节。
可编程遥控放大器避免使用外部电阻分压器，并恢复配电线路上的损耗。
该装置确保快速保护负载过电流和过/欠压电压。安如果检测到过电压，则提供内部撬杆来打开低压侧mosfet。
恒流模式下输出电流受限：检测到欠压时，装置复位，重新启动运行。
参考示意图
设备说明
该器件是采用BCD技术实现的集成电路。它为高性能双相降压转换器提供完整的控制逻辑和保护，为大电流DC/DC应用优化。它被设计成一个两相同步整流buck拓扑中的N沟道mosfet。在两个相位之间提供180度的相移，允许减小输入电容器电流纹波，同时减小尺寸和损耗。转换器的输出电压可精确调节，可编程VID引脚，范围为0.900至3.300V，温度和线电压变化的最大公差为±0.9%。可编程遥控放大器避免了使用外部电阻分压器，允许恢复配电线路上的压降，还可以将输出电压调整到可用参考值的不同值。该装置提供了平均电流模式控制和快速瞬态响应。它包括一个150kHz的自由运行振荡器，可通过电阻器进行外部调节。误差放大器具有15V/μs的转换速率，允许高转换器带宽以实现快速瞬态性能。电流信息是通过较低的mosfets RdsON或在全差分模式下串联到LS-mos的感测电阻器读取的。电流信息校正PWM输出，以均衡各相的平均电流。在静态和动态条件下，两相之间的电流共享被限制在±10%，除非考虑到传感元件的扩展。下垂效应可编程，以最小化输出滤波器和负载瞬态响应：该功能可被禁用，引脚上可用的电流信息可用于其他目的。该装置防止过电流，每相有一个OC阈值，进入恒流模式。由于电流是通过低边mosfet读出的，所以该器件使电感器底部的电流三角形波形保持恒定。当检测到欠压时，器件复位，所有mosfet关闭，然后突然重新启动。该设备还执行一个撬杆过电压保护，立即锁定操作打开较低驱动器和驱动高故障引脚。
振荡器
开关频率内部固定在150kHz。每个相位在振荡器固定的频率下工作，这样在负载侧产生的开关频率将加倍。
内部振荡器通过内部电容器产生用于PWM充放电的三角形波形。传送到振荡器的电流通常为25μA（Fsw=150kHz），并且可以使用连接在OSC引脚和SGND或Vcc之间的外部电阻器（ROSC）来改变。因为OSC引脚保持在固定电压（典型。1.237V），考虑到6KHz/μA的内部增益，频率与从引脚（压入）的电流成比例变化。
特别是将其连接到SGND时，频率会增加（电流从引脚处下沉），而将ROSC连接到Vcc=12V时，频率降低（电流被强制进入引脚），具体如下：
将25μA压入该管脚后，由于没有电流输送到振荡器，因此设备停止切换。
图1：ROSC与开关F
数模转换器和基准
内置的数模转换器允许将输出电压从0.900V调整到3.300V，如图2所示。只需改变作为电阻分压器的远程放大器增益，就可以达到不同的电压（参见相关章节）。
内部基准在生产过程中进行调整，输出电压精度为±0.9%，零温度系数约为70°C，还包括误差放大器偏移补偿。它通过电压识别（VID）引脚进行编程。这些是内部DAC的输入，通过一系列提供内部电压基准分区的电阻实现。VID代码驱动一个多路复用器，它在分压器的精确点上选择一个电压（见图2）。DAC输出被传送到一个获得VPROG参考电压（即误差放大器的设定值）的放大器。提供了内部上拉（使用5μa电流发生器实现，典型值为3V）；这样，编程逻辑“1”时，只需使引脚浮动即可，而编程逻辑“0”则足以使引脚短路至SGND。
该装置提供一个双向引脚REF_IN/OUT：用于调节的内部基准通常在该引脚上可用，具有3mA的最大电流容量，但当编程VID代码111时除外；在这种情况下，设备通过REF_IN/OUT引脚接受外部参考并对其进行调节。当使用外部基准时，其范围必须从0.800V到3.300V，以确保设备的正常功能。
图2显示了使用内部或外部参考时如何管理法规参考的框图。
电压识别（VID）引脚配置或提供的外部参考也设置了powergood阈值（PGOOD）和过压/欠压保护（OVP/UVP）阈值。
图2：参考文献管理
输出稳压精度可从以下关系式中提取（最坏情况下）：
（内部参考的最坏情况）
（外部参考的最坏情况）
其中，VOS_RA和VOS_EA分别是与误差放大器和远程放大器相关的偏移量，KOS=1+1/RA_增益反映了远程放大器增益（RA_增益）对调节的影响（参见相关章节）。
统计分析可考虑采用平方根法（RSS）计算精度，因为所有变量在统计上是独立的，如下所示：
（内部参考）
（带外部参考）
司机室
集成的大电流驱动器允许使用不同类型的功率MOS（也可以使用多个MOS来降低RdsON），从而保持快速的开关转换。
高压侧mosfet的驱动器使用BOOTx引脚供电，PHASEx引脚用于返回。低端MOSFET的驱动器使用VCCDR引脚供电，PGND引脚用于回路。VCCDR引脚的最低电压为4.6V，以启动设备的操作。
该控制器包含一个复杂的防击穿系统，以尽量减少低侧体二极管的传导时间，保持良好的效率，节省肖特基二极管的使用。死区时间减少到几纳秒，以确保高压侧和低压侧mosfet永远不会同时开启：当高压侧mosfet关闭时，其源上的电压开始下降；当电压达到2V时，低侧mosfet栅极驱动以30ns的延迟应用。当低侧mosfet关闭时，检测LGATEx引脚上的电压。当电压降到1V以下时，高侧mosfet栅极驱动采用30ns延迟。如果电感器中的电流是负的，高边mosfet的源就永远不会下降。即使在这种情况下，为了允许低侧mosfet的开启，一个看门狗控制器被启用：如果高侧mosfet的源没有下降超过240ns，低侧mosfet被打开，从而允许电感的负电流再循环。即使电流为负，这种机制也允许系统进行调节。
BOOTx和VCCDR引脚与IC的电源（VCC引脚）以及信号接地（SGND引脚）和电源接地（PGND引脚）分开，以最大限度地提高开关抗扰度。不同驱动器的独立电源为mosfet的选择提供了很高的灵活性，允许使用逻辑电平的mosfet。可以选择几种电源组合来优化应用的性能和效率。电源转换灵活，5V或12V母线可自由选择。
图3显示了两个相位的上驱动器和下驱动器的峰值电流。已使用10nF电容性负载。对于上层驱动器，源电流为1.9A，而陷波电流为1.5A，VBOOT-V相=12V；同样，对于较低驱动器，源电流为2.4A，而下沉电流为2A，VCCDR=12V。
图3：驱动器峰值电流：高压侧（左）和低压侧（右）
电流读数和过电流
通过低侧mosfets RdsON或串联到LS-mosfet的感测电阻（RSENSE）的电压降来读取流过每相的电流，并在内部转换成电流。跨导比是由芯片外部放置在ISENx和PGNDSx引脚之间朝向读取点的外部电阻器Rg发出的。差动电流读数可抑制噪声，并允许在不影响测量精度的情况下将传感元件放置在不同的位置。电流读取电路在低侧mosfet开启（关闭时间）期间读取电流。在此期间，反应使引脚ISENx和PGNDSx保持在相同的电压，而在读取电路关闭的时间内，内部钳位使这两个引脚保持在相同的电压，从ISENx引脚下沉所需的电流（如果实施低侧mosfet RdsON sense，以避免绝对最大额定值克服on，则需要）ISENx引脚）。
专利电流读取电路允许非常精确和高带宽的正、负电流读数。该电路使用高速跟踪保持跨导放大器再现流过传感元件的电流。特别是，它在关闭时间的后半段读取电流，以减少由于mosfet导通而注入到器件中的噪声（见图4-左）。跟踪时间必须至少为200ns才能正确读取所传送的电流。
该电路从PGNDSx引脚提供恒定的50μa电流：它必须通过Rg电阻器连接到传感元件的接地侧（见图4-右）。两个电流读取电路使用该引脚作为参考，将ISENx引脚保持在此电压。
ISENx引脚中的电流可通过以下公式得出：
其中，RSENSE是一个外部感测电阻或低端mosfet的RdsON，Rg是在ISENx和PGNDSx引脚之间朝向读数点使用的跨导电阻；IPHASEx是相对相位携带的电流。内部重现的当前信息由上一等式的第二项表示，如下所示：
由于电流是在差分模式下读取的，因此负电流信息也会被保留；这允许设备检查两相之间的危险回流电流，确保相位电流之间的完全均衡。根据各相的电流信息，取所输送的总电流（IFB=IINFO1+IINFO2）和各相的平均电流（IAVG=（IINFO1+IINFO2）/2）。然后将IINFOX与IAVG进行比较，以对PWM输出进行校正，以均衡两相携带的电流。
图4：电流读数定时（左）和电路（右）
跨导电阻器Rg可设计为在满额定负载下每相具有25μA的电流信息；过电流干预阈值设置为标称值的140%（IINFOx=35μA）。
根据上述关系，每相的过电流阈值（IOCPx）必须设置为总输送最大电流的1/2，结果：
当电流通过一个电流感应元件的底部时，电流感应到一个电流大于电流的电流。
■L6712-动态最大占空比限制
最大占空比被限制为测量电流的函数，由于振荡器频率在编程后是固定的，意味着最大接通时间限制如下（其中T是开关周期T=1/fSW，IOUT是输出电流）：
这种线性关系在零负载下为0.80·T，在最大电流为0.40·T时为典型值，并导致装置的两种不同行为：
图5：吨限制操作
1.t限制输出电压。
当每相电流达到IOCPx（IINFOx<35μA）之前达到最大接通时间时，就会发生这种情况。
图5a显示了考虑到前一关系式施加的吨限制，装置能够调节的最大输出电压。如果期望的输出特性超过了最大输出电压，则输出电压在跨越后将开始下降。在这种情况下，该设备不执行恒流限制，而只根据先前的关系限制最大占空比。输出电压遵循产生的特性（如图5b所示），直到检测到UVP为止，或者直到IFB=70μA为止。
2.恒流运行
当每相电流达到IOCPx（IINFOx>35μA）后达到接通时间限制时，就会发生这种情况。
器件进入准恒流运行：低侧mosfet保持开启，直到电流读数低于IOCPx（IINFOx<35μA），跳过时钟周期。在下一个可用的时钟周期中，高侧mosfet可以由控制回路施加一吨的电压来开启，并且在检测到另一个OCP事件之前，该器件以通常的方式工作。
这意味着在过流情况下，由于电流纹波增加，平均电流也会略有增加。事实上，由于电流必须达到IOCPx底部，关断时间的上升会导致接通时间增加。最坏的情况是当接通时间达到最大值时。
当这种情况发生时，器件工作在恒流中，输出电压随着负载的增加而降低。超过UVP阈值会导致设备重置。
图6显示了这种工作状态。
可以观察到峰值电流（Ipeak）大于IOCPx，但可以确定如下：
其中VoutMIN是最小输出电压（VID-40%，如下所示）。
该器件工作在恒流下，输出电压随负载的增加而降低，直至输出电压达到欠压阈值（VoutMIN）。
恒流行为期间的最大平均电流结果：
在这种特殊情况下，开关频率的结果降低。打开时间是允许的最大值（TonMAX），而关闭时间取决于应用：
图6：恒流运行
当IINFOx达到35μA（如果B=70μA）时，仍然设置过电流。满载值只是一种惯例，用于处理IFB的方便值。由于OCP干预阈值是固定的，为了修改相对于负载值的百分比，可以简单地认为，例如，将on OCP阈值设为200%，这将对应于IINFOx=35μA（IFB=70μA）。满载电流将对应IINFOx=17.5μA（如果B=35μA）。
一旦UVP阈值被截获，设备会在关闭所有功率mosfet的情况下重置。然后执行另一个软启动，允许设备在消除过载原因后从OCP恢复。
超过UVP阈值会导致设备复位：关闭所有mosfet，然后实施新的软启动，允许设备在过载原因消除后恢复。
■L6712A-固定最大占空比限制
最大占空比是固定的，并且与所输送的电流保持恒定。一旦克服了OCP阈值，该器件将以恒流运行。参考上述恒流部分，其中仅需考虑最大负载下的不同值，如下所示：
上述关于准恒流和恒流一次可交付电流的关系式在这种情况下仍然有效。
遥测放大器
遥控放大器集成在一起，以便从PCB线路和布线中的损失中恢复，在大电流DC/DC转换器中，需要对调节电压进行远程检测，以保持调节精度。集成放大器是一个低偏移误差放大器；如图7所示，需要外部电阻器来实现差分遥测放大器。
图7：遥控放大器连接
相等的电阻给产生的放大器一个单位增益：编程基准将在远程负载调整。
为了调节不同于可用参考值的输出电压，远程放大器增益可以通过改变外部电阻器的值进行调整，如下所示（见图7）：
为了调节基准电压的两倍，上述报告的增益必须等于½。
修改远程放大器增益（尤其是当值大于1时）也可以调节低于编程参考值的电压。
由于该放大器作为差分放大器连接，在计算调节输出电压中引入的偏移时，放大器的“本机”偏移量必须乘以术语KOS=[1+（1/RA_Gain）]，因为坚持非反相输入的电压发生器代表偏移量。
如果不需要远程检测，将RFB直接连接到调节电压就足够了：VSEN不再连接，仍然通过远程放大器感测输出电压。在这种情况下，可选择使用外部电阻器R1和R2，并且可以简单地将遥控放大器连接为“缓冲器”，以保持VSEN处于规定的电压（见图7）。避免使用远程放大器可以节省精度计算中的偏移量，但不允许进行遥感。
集成降速功能（可选）
降速功能实现调节电压和输出电流之间的依赖性（负载调节）。这样，负载瞬变过程中由于输出电容ESR引起的一部分下降被恢复。如图8所示，任何情况下都存在ESR降，但使用降速函数，输出电压的总偏差最小。
将下垂管脚和FB管脚连接在一起，强制电流IDROOP，与输出电流成比例，进入反馈电阻器RFB，实现负载调节依赖性。如果RA_Gain是远程放大器增益，则输出特性由以下关系式给出（当降速启用时）：
当远程放大器的增益为1/2时，调节的输出电压会增加一倍。
在标称满载时，下垂电流等于50μA，在OC干预阈值下等于70μA，因此最大输出电压偏差等于：
降速功能仅适用于正负载；如果施加负负载，然后IINFOx<0，则FB引脚没有电流下沉。该装置在VID编程的电压下进行调节。
如果不需要这种效果，将下垂引脚短路到SGND，则该器件作为电压模式Buck变换器进行调节。
图8：负载瞬态响应（左）和下垂引脚连接（右）。
监控和保护
该装置通过引脚VSEN监测调节电压，以建立良好的信号，并管理OVP/UVP状态。
■良好：如果VSEN感应到的电压不在编程值的±12%（典型值）范围内（RA_Gain=1），则功率良好输出强制为低。它是一个漏极开路输出，仅在软启动完成后（启动后2048个时钟周期）启用。在软启动期间，该引脚被强制低。
■紫外线照射：如果VSEN监控的输出电压在一个时钟周期内低于参考电压的60%，则该设备将关闭所有MOSFET，并用新的软启动阶段重置重新启动操作（hiccup模式，见图9）。
■OVP：一旦VCC超过开启阈值，启用：当VSEN监测的电压达到编程电压（或外部参考电压）的115%（最小值）时，控制器永久性地打开两个低侧MOSFET，并关闭两个高侧MOSFET，以保护负载。OSC/故障引脚被驱动为高电平（5V），需要关闭和打开电源（VCC）才能重新启动操作。
过电压和欠电压也在软启动期间激活（低于参考电压0.6V后）。在这种情况下，用于确定紫外阈值的基准是由2048软启动数字计数器驱动的递增电压，而用于OV阈值的基准是由VID管脚编程的最终基准或REF_in/OUT引脚上可用的基准。
图9：紫外线防护和打嗝模式。
软启动和抑制
在启动时，会产生一个斜坡，将回路参考电压从0V增加到VID在2048个时钟周期内编程的最终值，如图10所示。
一旦软启动开始，参考值增加：上下MOSFET开始开关，输出电压开始随着闭环调节而增加。在数字软启动结束时，功率良好比较器被启用，然后PGOOD信号被高电平驱动（见图10）。
当增加的参考电压达到0.6V时，欠电压比较器启用，而OVP比较器始终处于激活状态，阈值等于最终参考电压的+15%_min。
如果VCC和VCCDR引脚均未超过其各自的开启阈值，则软启动将不会发生。
在正常运行期间，如果在两个电源中的一个上检测到任何欠电压，则设备关闭。强制OSC/INH引脚的电压低于0.5V（典型值）会使设备失效：所有功率MOSFET和保护装置都将关闭，直到条件消除。
图10：软启动。
输入电容器
输入电容器的设计主要考虑输入均方根电流，该电流取决于图11中报告的占空比。考虑到两相拓扑结构，与单相操作相比，输入均方根电流大大降低。
可以观察到，在D=0.25和D=0.75的最坏情况下，输入RMS值是单相等效输入电流的一半。输入电容消耗的功率等于：
输入电容器的设计是为了维持相对于最大负载占空比的纹波。为了达到所需的均方根值，并使元件成本最小化，输入电容由多个物理电容实现。等效均方根电流就是单个电容器的均方根电流之和。
在开关过程中，必须尽可能地将电容器和漏极电容器均匀地分配在高漏极输入端，以尽可能降低MOS输入端的噪声。陶瓷电容器还可以引入高频噪声去耦合、寄生元件沿功率路径产生的噪声等优点。
图11：输入均方根电流与占空比（D）和驱动关系。
输出电容器
输出电容器是电源快速响应的基本元件。
由于更快的负载瞬态响应（在负载连接处开关频率加倍），两相拓扑减少了所需的输出电容量。由于两相之间的180°相移，电流纹波消除也降低了对输出ESR的要求，以维持指定的电压纹波。
此外，如果启用了降速功能，则可以使用更大的ESR来保持相同的瞬态公差。事实上，当负载瞬变作用于转换器的输出时，在最初的几微秒内，负载的电流由输出电容器提供。控制器能立即识别负载瞬态并增加占空比，但电流斜率受电感值的限制。
由于电容器内的电流变化，输出电压出现第一次下降（忽略ESL的影响）：
在负载瞬态期间，需要一个最小的电容值来维持电流而不放电。电容器的输出电压由下式得出：
其中，DMAX是最大占空比值。ESR值越低，负载瞬变过程中的输出压降越低，输出电压的静态纹波也越低。
电感器设计
电感值由瞬态响应时间、效率、成本和尺寸之间的折衷来定义。必须计算电感器以维持输出和输入电压变化，以将纹波电流∆IL保持在最大输出电流的20%和30%之间。电感值可以用这个关系式计算：
其中FSW是开关频率，VIN是输入电压，VOUT是输出电压。
增加电感值会降低纹波电流，但同时也会缩短转换器对负载瞬变的响应时间。响应时间是电感器将电流从初始值改变为最终值所需的时间。由于电感器尚未完成充电时间，输出电流由输出电容器提供。最小化响应时间可以最小化所需的输出电容。
负载瞬态的响应时间因负载的应用或移除而不同：如果在负载施加过程中，电感器被等于输入和输出电压差的电压充电，则在移除过程中，仅由输出电压放电。以下表达式给出了补偿网络响应足够快时∆I负载瞬态的近似响应时间：
最坏的情况取决于可用的输入电压和选定的输出电压。无论如何，最坏的情况是负载移除后的响应时间，最小输出电压已编程，最大输入电压可用。
主控制回路
系统控制回路拓扑取决于下垂引脚连接：如果连接到FB（降速功能激活），则必须考虑平均电流模式拓扑，而如果连接到GND（下垂功能未激活），则必须考虑电压模式拓扑。
总之，系统控制回路将均流控制回路封闭起来，以允许适当地共享电感器的电流。每一个回路都有适当的增益，为了使调节误差最小化而对PWMs进行的校正：均流控制回路使电感中的电流相等，而输出电压控制回路将输出电压固定为VID编程的基准电压（有无降速效应，有无考虑远程放大器增益）。图12显示了主控制回路的框图。
图12：主控制回路图
均流（CS）控制回路
利用跨导差动放大器的信息实现有源均流。内部构建一个等于读取电流平均值（IAVG）的电流基准；读取电流和该基准之间的误差被转换成具有适当增益的电压，并用于调整占空比，其主导值由COMP pin处的误差放大器设置（见图13）。
均流控制是一个高带宽的控制回路，即使在负载瞬变期间也允许均流。
均流误差受外接元件选择的影响，选用精密的Rg电阻（±1%是必要的）来检测电流。均流误差内部由跨电导差分放大器的电压偏移控制，考虑到通过感测电阻的电压偏移等于2mV，电流读数误差由下式给出：
图13：均流控制回路。
式中∆IREAD是单相电流和理想电流之间的差（IMAX/2）。
对于RSENSE=4mΩ和IMAX=40A，均流误差等于2.5%，忽略Rg和RSENSE不匹配引起的误差。
平均电流模式（ACM）控制回路（降速=FB）
平均电流模式控制回路如图14所示。由降速管脚提供的电流信息IDROOP流入RFB，实现对读取电流的输出电压的依赖性。
ACM控制回路增益结果（在COMP引脚后打开回路获得）：
■
是由下垂函数确定的等效输出电阻；
■ZP（s）是输出电容器（及其ESR）与外加负载Ro并联产生的阻抗；
■ZF（s）是补偿网络阻抗；
■ZL（s）是两个电感器阻抗的并联；
■A（s）是误差放大器增益；
■
是ACM PWM传输函数，其中∆VOSC是振荡器斜坡振幅，典型值为3V
■RA_Gain是远程放大器增益。
消除误差放大器增益的依赖性，因此假设该增益足够高，控制回路增益将得到：
考虑到在应用感兴趣的情况下，可以假设Ro>>RL；ESR<<Ro和RDROOP<<Ro，其结果是：
图14：ACM控制回路增益框图（左）和博德图（右）。
ACM控制回路增益被设计为获得高的直流增益以最小化静态误差，并以恒定的-20dB/dec斜率与期望的交叉频率ωT交叉0dB轴。忽略ZF（s）的影响，传递函数具有一个零极点和两个极点。设计输出滤波器后，两个极点都是固定的，零位由ESR和下垂电阻确定。
为了获得所需的形状，ZF（s）实现考虑了RF-CF系列网络。然后在ω=1/RFCF处引入零点和积分器。该积分器将静态误差降到最低，同时将零点与L-C共振对应。简单的-20dB/dec增益形状得到保证（见图14）。事实上，考虑到输出滤波器的通常值，LC谐振结果的频率低于上述报告零。补偿可以简单地设计网络，将ω=ω，并根据需要施加交叉频率ω，得到：
电压模式（VM）控制回路（下降=SGND）
断开速降管脚与控制回路的连接，系统拓扑就变成了电压模式。保持补偿网络不变的最简单的补偿方法是将射频-CF零点与L-C滤波器谐振相对应。
现在循环增益变为：
布局指南
由于设备管理控制功能和大电流驱动器，布局是设计此类大电流应用程序时最重要的考虑事项之一。
一个好的布局方案可以降低功率路径上的功耗，减少辐射，信号和电源地之间的适当连接可以优化控制回路的性能。
集成电源驱动器减少了元件数量和控制功能与驱动器之间的互连，减少了电路板空间。
下面列出了开始新布局时要关注的要点，并建议了正确实施的规则。
■电源连接。
这些是开关和连续电流从输入电源流向负载的连接。放置组件时的第一要务必须保留到该电源段，尽可能缩短每个连接的长度。
为了将噪声和电压尖峰（EMI和损耗）降至最低，这些互连必须是电源平面的一部分，并且无论如何都要通过宽而厚的铜线实现。
图15：电源连接和相关连接布局指南（两个阶段相同）。
关键部件，即功率晶体管，必须尽可能靠近控制器。考虑到图中报告的“电气”部件由一个以上的“物理”部件组成，建议采用接地平面或“星形”接地连接，以尽量减少多重连接造成的影响。
图15a示出了所涉及的电源连接和电流回路的细节。输入电容（CIN），或者至少是所需总电容的一部分，必须靠近功率段，以消除铜迹线产生的杂散电感。需要低ESR和ESL电容器。
■电源连接相关。
图15b显示了一些小信号分量的放置，以及如何以及在哪里混合信号和电源接地层。驱动器和mosfet栅极之间的距离应尽可能缩短。传输延迟时间以及沿铜线分布的电感产生的电压尖峰是如此的最小化。
事实上，mosfet离器件越远，互连栅极轨迹就越长，因此，对应于栅极PWM上升和下降信号的电压尖峰也就越高。即使这些尖峰被固有的内部二极管钳制，传播延迟、噪声和不稳定的潜在原因也会引入，危及良好的系统行为。一个重要的结果是高边mosfet的开关损耗显著增加。
出于这个原因，建议设备朝向驱动侧朝向mosfet，GATEx和PHASEx迹线一起走向高侧mosfet，以最小化距离（见图16）。此外，由于PHASEx引脚是高侧驱动器的返回路径，该引脚必须直接连接到高侧mosfet源引脚，以便对该mosfet进行适当的驱动。对于LS-mosfet，返回路径是PGND管脚：它可以直接连接到电源接地层（如果实现的话），或者以同样的方式连接到LS-mosfets源引脚。GATEx和PHASEx连接（以及在没有电源接地平面时也是PGND）的设计也必须能够处理超过2A的电流峰值（建议宽度为30 mils）。
几欧姆的栅极电阻有助于在不影响系统效率的情况下降低集成电路的功耗。
其他组件的放置也很重要：
–引导电容器必须尽可能靠近BOOTx和PHASEx引脚，以最小化所创建的回路。
–将VCC和SGND的去耦电容器放置在尽可能靠近相关引脚的位置。
–将电容器从VCCDR和PGND上分离，并尽可能靠近这些引脚。这种电容器维持低侧mosfet驱动器所要求的峰值电流。
–参见SGND所有敏感部件，如频率设置电阻器（如有）和远程放大器分频器。
–单点连接SGND和PGND平面，以提高抗噪性。如果没有进行远程检测，则在负载侧（输出电容器）连接，以避免不良的负载调节效果。
–建议在HS mosfet漏极附近放置额外的100nF陶瓷电容器。这有助于减少噪音。
–相位引脚尖峰。由于HS-mosfet开关处于硬模式，因此可以在相位管脚上观测到高电压尖峰。如果这些电压尖峰超过了引脚的最大击穿电压，则该器件可以吸收能量，从而导致损坏。电压尖峰必须通过适当的布局、栅极电阻的使用、与低压侧MOSFET并联的肖特基二极管和/或低压侧MOSFET上的缓冲网络来限制，在最大600kHz的FSW下，电压峰值低于26V，持续20ns。
图16：设备方向（左）和传感网路由（右）。
■感知连接。
远程放大器：将外部电阻器放置在设备附近，以尽量减少噪声注入，并参考SGND。这些电阻器的连接（来自远程负载）必须作为并联网络进行布线，以补偿沿输出功率轨迹的损耗，并避免拾取任何噪声。将这些引脚连接在远离负载的点上会导致非最佳负载调节，增加输出公差。
当前读数：Rg电阻器必须尽可能靠近ISENx和PGNDSx引脚，以限制注入设备的噪声。将这些电阻连接到读取点的PCB线必须作为平行线布线，以避免拾取任何噪音。同样重要的是要避免测量中的任何偏移，并获得更好的精度，将迹线连接到尽可能靠近传感元件、专用电流检测电阻器或低侧mosfet RdsON。
此外，当使用低侧mosfet RdsON作为电流检测元件时，ISENx引脚实际上连接到PHASEx引脚。不要将针脚连接在一起，然后再连接到HS来源！由于高压侧驱动器返回时产生的噪音，设备无法正常工作。在这种情况下，布线两个独立的网络：将PHASEx引脚连接到带有宽网（30 mils）的HS源（与HGATEx一起布线），将ISENx引脚连接到LS漏极（与PGNDSx一起布线）。此外，PGNDSx引脚始终通过Rg电阻器连接到PGND：请勿直接连接到PGND！在这种情况下，设备将无法正常工作。无论如何都要路由到LS mosfet源（与ISENx网络一起）。
正确和错误的连接如图17所示。
为了避免变换器两相之间的不平衡，还建议对称布置。
图17：传感网的PCB布局连接。
感应电流（右）连接错误（正确）。
