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特征
•与DRV591相比，操作减少了输出滤波器尺寸和成本50%
•±3-A最大输出电流
•低压运行：2.8 V至5.5 V
•高效率产生更少的热量
•过电流和热保护
•过电流、过热和欠压条件下的故障指示灯
•两个可选开关频率
•内部或外部时钟同步
•针对EMI优化的PWM方案
• 9×9 mm电源板四个扁平封装封装
应用
•热电冷却器（TEC）驱动器
•激光二极管偏压
说明
DRV593和DRV594是高效、大电流功率放大器，非常适合驱动2.8 V至5.5 V系统中的各种温差电冷却器元件。该装置的运行只需要一个用于输出滤波器的电感器和电容器，节省大量印刷电路板面积。脉搏-宽度调制（PWM）操作和低输出级导通电阻可显著降低放大器的功耗。
DRV593和DRV594内部有热过载和电流过载保护。逻辑电平故障指示灯在结温达到约115°C时发出信号，以便在放大器的内部热关机电路启动之前进行系统级关机。当发生过电流事件时，故障指示灯也会发出信号。如果过电流电路跳闸，装置自动复位（更多详情见应用信息部分）。
根据系统要求，可将PWM开关频率设置为500 kHz或100 kHz。为了消除外部分量，DRV593的增益固定在2.3V/V。对于DRV594，增益固定在14.5V/V。
订购信息
（1）、这个包裹可以用胶带卷起来。要订购此包装选项，请在零件号上添加一个R后缀（例如，DRV593VFPR或DRV594VFPR）。
功能框图
典型特征
图表表
图形的测试设置
图2、3、8和9中使用的LC输出滤波器如下所示。
典型特征
申请信息
DRV593和DRV594的脉宽调制方案
在DRV593和DRV594中实现的脉冲宽度调制方案消除了PWM驱动器之前所需的全输出滤波器的一半。DRV593和DRV594只需要一个电感器和电容器作为输出滤波器。H/C输出决定电流的方向，不来回切换。PWM输出开关在负载上产生与输入控制电压成比例的电压。
冷却方式
图18显示了处于冷却模式的DRV593和DRV594。H/C输出（引脚14-17）接地，PWM输出（引脚24-27）在负载上产生与输入电压成比例的电压。
通过方程式（1）确定负载上的差分电压，使用等式（2）确定占空比。差分电压定义为PWM输出滤波器后相对于H/C输出测得的电压。
其中
D：PWM信号的占空比
Av:DRV593/594增益（DRV593:2.3V/V，DRV594:14.5V/V）
VIN+：DRV593/594的正输入端子
VIN-：DRV593/594的负极输入端子
VDD：电源电压
例如，如图18所示，50%的占空比在VDD=5 V的负载范围内产生2.5 V的电压。
加热方式
图19显示了DRV593和DRV594处于加热模式。H/C输出在VDD，PWM输出与负载上的电压成比例。
通过方程式（3）确定负载上的差分电压。变量与前面用于方程（1）和（2）的变量相同。
例如，如图19所示，50%的占空比导致VDD=5 V时负载上的电压为-2.5 V。负载上的压差定义为PWM输出上滤波器后相对于H/C输出测得的电压。
热/冷转变
当设备从冷却过渡到加热时，PWM输出的占空比减小到一个小值，H/C输出保持在地上。当设备转换到加热模式时，H/C输出从零伏变为VDD，PWM输出变为高占空比。电流的方向是相反的，但是在负载上保持低电压。当部件进一步进入加热模式以驱动更多电流通过负载时，占空比降低。图20说明了从冷却到加热的过渡。
过零区
当差分输出电压接近零时，DRV593和DRV594中的控制逻辑使输出在加热和冷却模式之间变化。两个输出都可以是零电压输出，也可以是两个电压差分输出。因此，当两个输入电压相等时，随机噪声会导致输出在两个状态之间变化。输出从零切换到VDD，尽管不是以固定的频率。有些脉冲可能比其他脉冲宽，但两个输出（PWM和H/C）相互跟踪以提供零差分电压。这些不均匀的脉冲宽度会增加过零条件下的开关噪声。
为了避免这种现象，应在控制回路中实施迟滞，以防止装置在该区域内运行。尽管在过零点期间的运行规划很重要，但DRV593和DRV594的正常运行点在该区域之外。对于激光温度/波长调节，只有当激光温度或波长相对于环境温度不需要TEC元件加热或冷却时，零伏输出条件才是一个问题。
输出滤波器注意事项
TEC元件制造商为每个特定元件提供最大直流电流和最大输出电压的电气规范。然而，通常只建议最大纹波电流小于10%，而不参考电流的频率分量。元件上的最大温差随纹波电流的增加而减小，可用以下公式计算：
其中：
∆T=实际温差
∆Tmax=最大温差（由制造商规定）
N=纹波电流与直流电流之比
根据这个关系，10%的纹波电流可使最大温差降低1%。LC网络可用于过滤流向TEC的电流，以减少纹波量，更重要的是，保护系统的其余部分免受任何电磁干扰（EMI）。
过滤器组件选择
LC滤波器可以从两个不同的角度进行设计，这两个角度都将在下面进行描述，它有助于估计系统的总体性能。滤波器的设计应适用于运行期间的最坏情况，即差分输出处于50%占空比时。以下部分作为设计的起点，任何计算都应通过实验室中的原型电路进行确认。
任何滤波器都应尽可能靠近DRV593和DRV594，以减少EMI。
频域LC滤波器
二阶低通滤波器（图17和18）的传递函数如等式（5）所示：
Q=质量系数
w=DRV593或DRV594开关频率
对于DRV593和DRV594，差分输出开关频率通常选择为500 kHz。滤波器的谐振频率通常选择为比开关频率低至少一个数量级。然后，可将方程（5）简化为给出以下震级方程（6）。这些方程假设使用图22中的过滤器。
fs=500kHz（DRV593或DRV594开关频率）
如果L=10μH和C=10μF，截止频率为15.9 kHz，对应于500 kHz开关频率。VdTec元件的纹波量约为5 mV。
平均TEC元件的电阻为1.5Ω，因此通过TEC的纹波电流约为3.4 mA。在DRV593和DRV594的3-A最大输出电流下，该5.4 mA对应于0.11%的纹波电流，导致TEC元件的最大温差降低小于0.0001%（见方程式4）。
时域LC滤波器
电感器的纹波电流可使用方程式（7）计算：
D=占空比（0.5最坏情况）
Ts=1/fs=1/500千赫
当VO=5v，VTEC=2.5v，L=10μH时，电感纹波电流为250ma。然而，要计算有多少纹波电流流过TEC元件，必须考虑滤波电容器的特性。
对于具有极低等效串联电阻（ESR，小于10 mΩ）的相对较小的电容器（小于22μF），例如陶瓷电容器，可使用以下等式（8）来估计上的纹波电压电荷变化引起的电容器：
D=占空比
对于L=10μH和C=10μF，截止频率Fo为15.9 kHz。对于0.5 V和VTEC=2.5 V的最坏情况，电容器上的纹波电压为6.2 mV。纹波电流可以通过将纹波电压除以1.5Ω的TEC电阻来计算，从而得到通过TEC元件的纹波电流为4.1ma。请注意，这与使用频域方法计算的值类似。
对于具有较高ESR（大于100 mΩ）的较大电容器（大于22μF），如电解电容器，ESR主导电容器的充放电。可使用以下简单方程式（9）来估计纹波电压：
∆/L=电感纹波电流
∆ESR=滤波电容ESR
对于100μF电解电容器，ESR通常为0.1Ω。如果使用10μH电感器，向电容器提供250毫安的纹波电流（如上所计算），则纹波电压为25毫伏。这是10μF陶瓷电容器的10倍以上，因为陶瓷电容器的ESR通常可以忽略不计。
开关频率配置：振荡器组件ROSC和COSC
和频率操作
板载斜坡发生器需要一个外部电阻器和电容器来设置振荡频率。通过选择适当的电容器值并保持频率引脚为低（500 kHz）或高（100 kHz），频率可以是500 kHz或100 kHz。表1显示了每个开关频率所需的值和频率引脚配置。
为了正确操作，电阻ROSC应具有1%的公差，而电容器COSC应为陶瓷型，公差为10%。两个组件都应该接地到AGND，AGND应该在一个点上连接到PGND，通常在电源和接地物理连接到印刷电路板的地方。
外部时钟操作
要同步切换到外部时钟信号，将INT/EXT端子拉低，并将时钟信号驱动到COSC终端。该时钟信号必须在10%到90%的占空比范围内，并满足电气规格表中规定的电压要求。由于DRV593和DRV594包括一个内部倍频器，所以外部时钟信号必须大约为250 kHz。允许偏离250 kHz时钟频率，并在电气特性表中规定。在这种操作模式下，从ROSC连接到接地的电阻器可以从电路中省略。电源在内部断开。
输入配置：差分单端
如果使用差分输入，则应在DRV593或DRV594的中轨附近偏置，且不得超过输入级的共模输入范围（见数据表开头的操作特性）。
最常见的配置是使用单端输入。未使用的输入应连接到VDD/2，这可以简单地用电阻分压器实现。为了获得最佳性能，所选电阻值应至少比DRV593或DRV594的输入电阻低100倍。这可防止未使用输入端的偏置电压在施加信号输入时发生偏移。从输入端到地面还应放置一个小型陶瓷电容器，以滤除噪声并保持电压稳定。配置为缓冲器的运算放大器也可用于设置未使用输入端的电压。
固定内部增益
差分输出电压可使用方程式（10）计算：
AV是电压增益，DRV593内部固定为2.3 V/V，DRV594内部固定为14.5 V/V。数据表开头的电气规格表中提供了最大和最小额定值。
电源去耦
为了减少高频瞬态或尖峰的影响，一个小型陶瓷电容器（通常为0.1μF至1μF）应尽可能靠近DRV593和DRV594的每组PVDD引脚。对于整体去耦，10μF至100μF钽或铝电解电容器应放置在相对靠近DRV593和DRV594的位置。
阿雷夫电容器
AREF终端是用于车载振荡器和斜坡发生器的内部中轨电压调节器的输出。调节器不得用于向任何附加电路供电。为了保持稳定性，必须将1μF陶瓷电容器从AREF连接到AGND（有关AGND连接信息，请参阅上述振荡器组件）。
停机操作
DRV593和DRV594包括一个关闭模式，可以禁用输出并将设备置于低电源电流状态。停机引脚可由TTL逻辑信号控制。当停机保持在高位时，设备运行正常。当停机保持在低位时，设备处于停机状态。停机销不得保持浮动状态。如果未使用关机功能，则该引脚可连接至VDD。
故障报告
DRV593和DRV594包括检测三种故障的电路：
*过电流
*欠压
*超温
这三种故障条件通过FAULT1和FAULT0端子进行解码。在内部，这些是开漏输出，因此需要一个5 kΩ或更大的外部上拉电阻。
当输出电流超过4安培时，报告过电流故障。一旦检测到这种情况，就会设置过电流故障，并且输出进入高阻抗状态约3μs到5μs（500 kHz操作）。在3μs到5μs后，重新启用输出。如果过电流状态结束，故障被清除，设备恢复正常运行。如果过电流情况仍然存在，则重复上述顺序。
当工作电压降至2.8V以下时，报告欠压故障。该故障未闭锁，因此一旦电源恢复，故障即被清除，恢复正常运行。在欠压条件下，输出将进入高阻抗状态，以防止由于rDS（on）增加而导致的过度发射。
当结温超过115°C时，报告超温故障。器件继续正常工作，直到结温达到150°C，此时IC被禁用，以防止发生永久性损坏。一旦设置了超温标志，系统控制器必须降低DRV593或DRV594所需的功率，否则当温度达到150°C时，设备将关闭。此故障不会被锁定；一旦结温降至115°C以下，故障将被清除，恢复正常运行。
功耗和最高环境温度
尽管DRV593和DRV594比传统的线性解决方案效率高很多，但是输出晶体管导通电阻上的功率降确实会在封装中产生一些热量，其计算方法如等式（11）所示：
例如，在总导通电阻为130 mΩ（TJ=25°C时）的最大输出电流为3 A，封装中消耗的功率为1.17 W。
使用方程式（12）计算最高环境温度：
印刷电路板（PCB）布局注意事项
由于DRV593和DRV594是大电流开关器件，必须考虑印刷电路板（PCB）布局的一些指导原则：
1、接地。模拟接地（AGND）和电源接地（PGND）必须保持分离，理想情况下回到电源物理连接到PCB的位置，最小限度地回到散装去耦电容器（10μF陶瓷最小值）。此外，电源板接地连接应连接至AGND，而不是PGND。AGND或PGND不建议使用接地层，应使用迹线来确定电流路径。宽道（100密耳）应用于PGND，窄道（15密耳）应用于AGND。
2、电源去耦。小0.1μ到1楼μF陶瓷电容器应尽可能靠近每套PVDD引脚，从PVDD连接到PGND。0.1分μF到1μF陶瓷电容器也应放置在靠近AVDD引脚的地方，从AVDD连接到AGND。一个至少10个的整体去耦电容器μF、 最好是陶瓷，应放置在DRV593或DRV594附近，从PVDD到PGND。如果电源线较长，可能需要额外的去耦。
3、功率和输出轨迹。功率和输出轨迹的大小应能处理所需的最大输出电流。输出轨迹应尽可能短，以减少电磁干扰，即输出滤波器应尽可能靠近DRV593或DRV594输出。
4、电源板。四扁平封装封装中的DRV593和DRV594使用TI的PowerPAD技术来增强热性能。PowerPAD物理连接到DRV593和DRV594硅衬底上，DRV594硅与AGND相连。因此，如上所述，电源板接地连接应与PGND分开。可在电源板下方连接AGND，以方便接地。有关PowerPAD PCB布局的更多信息，请参阅PowerPAD热增强封装应用说明SLMA002。
5、热性能。为了获得适当的热性能，必须将PowerPAD焊接到热焊盘上，如PowerPAD热增强封装应用说明SLMA002中所述。此外，在高电流水平（大于2A）或高环境温度（大于25°C） ，内部平面可用于散热。电源板下的通孔应牢固连接，除非通过电源板连接，否则飞机不得与地面连接，如上所述。
