产品亮点
高度集成的解决方案
•消除20-50个外部组件—节省空间和成本
•集成了220 V高频MOSFET、PWM控制
•低成本塑料浸渍表面安装（G封装）和通孔（P封装）选项，用于小于等于35 W的设计
•适用于高功率应用的热效率MO-169-7C（S-PAK）和TO-263-7C（R封装）选项
卓越的性能和灵活性
•消除所有外部电流感应电路
•内置自动重启，用于输出过载/开环保护
•引脚可选择300/400 kHz固定频率
•宽输入（线）电压范围：16-75 VDC
•外部可编程电流限制
•电源连接标签减少电磁干扰
•线路欠压（紫外线）检测：符合ETSI标准
•线路过电压（OV）停机保护
•同步整流的UV/OV限制栅极驱动电压
•完全集成软启动，以实现最小应力/超调
•支持正向或反向拓扑
•循环跳跃：无预载调零负荷
•用于自动故障恢复的滞后热关机
•符合RoHS的P、G和S包装选项
EcoSmart®–节能
•空载时消耗极低
•轻载时循环跳过，以提高待机效率
应用
•PoE应用、VoIP电话、WLAN、安全摄像头
•电信公司中央办公设备：xDSL、ISDN、PABX
•分布式电源架构（24 V/48 V总线）
•工业控制
说明
DPA开关IC系列是用于16-75伏直流输入的DC-DC转换应用的高度集成解决方案。
DPA开关采用与TOPSwitch相同的经验证的拓扑结构，经济有效地将功率MOSFET、PWM控制、故障保护和其他控制电路集成到单个CMOS芯片上。使用三个用户可配置的管脚启用高性能功能。还提供滞后热关机。此外，所有关键参数（即电流限制、频率、脉宽调制增益）都具有严格的温度和绝对公差，以简化设计降低系统成本。
表1。注：1。最大输出功率受器件内部电流限制。2。有关假设的完整描述以及其他输入电压范围的输出功率，请参阅应用考虑部分。三。对于1.5W或以下的器件损耗，使用P或G封装。S和R封装可以实现1.5w以上的器件损耗。四。包装：P:DIP-8，G:SMD-8，R:TO-263-7C，S:MO-169-7C。有关无铅包装选项，请参阅零件订购信息。5个。仅在S和R包中提供。6。由于较高的开关损耗，DPA425与较小的设备相比可能无法提供额外的功率。
DPA开关家庭功能描述
DPA开关是一种集成开关电源芯片，它将控制输入端的电流转换为高压功率MOSFET开漏输出端的占空比。在正常工作期间，功率MOSFET的占空比随着控制管脚电流的增加而线性下降，如图4所示。一项获得专利的高压CMOS技术允许将高压功率MOSFET和所有低压控制电路经济有效地集成到一个单片芯片上。
除了标准的TOPSwitch功能，如高压启动、逐周限流、环路补偿电路、自动重启和热关机，DPA开关还提供许多先进的功能，降低系统成本，提高供电性能和设计灵活性。以下是高级功能的摘要：
1、 一个完全集成的5ms软启动限制了启动期间的峰值电流和电压，并减少或消除了大多数应用中的输出超调。
2、 最大占空比（DCMAX）为75%，加上具有DCMAX减小功能的线路前馈，使DPA开关非常适合反激和正激拓扑结构。
3、 高开关频率（400 kHz/300 kHz，引脚可选）允许使用较小尺寸的变压器，并为电源控制回路提供高带宽。
4、 轻负载下的循环跳过操作将待机功耗降至最低（通常小于10毫安输入电流）。
5、 线路欠压确保在上电和下电时无故障运行，并且在过程和温度上有严格的公差，以满足直流-直流转换器（如ETSI）中常见的系统级要求。
6、 线路过电压保护DPA开关，防止输入电压过高和线路浪涌。
7、 外部电流限制调整允许在外部将电流限制设置为接近工作峰值电流的较低水平，如果需要，还可以随着线路电压的升高逐步调整水平。这使得过载功率限制的理想实现成为可能。
8、 同步功能允许DPA开关操作同步到外部较低频率。
9、 远程开/关功能允许使用逻辑信号轻松打开/关闭基于DPA开关的电源。远程关闭时，最大输入电流消耗为2毫安。
10、 滞后超温停机可自动从热故障中恢复。
11、 严格的绝对公差和开关频率、电流限制和欠压锁定阈值（紫外线）的小温度变化。
三个引脚，线感（L）、外部电流限制（X）和频率（F）被用来实现所有引脚可控特性。从测线管脚到直流输入总线的电阻器实现测线UV、测线OV和测线前馈减少直流电。从外部电流限制引脚到源引脚的电阻器在外部设置电流限制。此外，根据可用逻辑信号的极性以及其他系统特定考虑因素，可通过测线引脚或外部电流限制引脚实现远程开/关。将测线和外部电流限制引脚短接至源引脚将禁用测线OV、测线UV、降低直流的测线前馈、外部电流限制、远程开/关和同步。频率管脚将开关频率设置为400 kHz（如果连接到源管脚），或300 kHz（如果连接到控制管脚）。这个别针不应该开着。请参阅“使用功能管脚”一节，了解有关正确使用这些管脚的详细信息。
控制（C）销操作
控制管脚是一个低阻抗节点，能够接收电源和反馈电流的组合。在正常运行期间，并联调节器用于将反馈信号与电源电流分离。控制管脚电压V是包括MOSFET栅极驱动器的控制电路的电源电压。需要一个紧密连接在控制管脚和电源管脚之间的外部旁路电容器来提供瞬时栅极驱动电流。连接到该引脚的总电容量还设置了自动重启定时和控制回路补偿。
当直流输入电压在启动过程中施加到漏极管脚时，MOSFET最初关闭，并且控制管脚电容器通过在漏极管脚和控制管脚之间内部连接的开关高压电流源充电。当控制引脚电压V达到约5.8 V时，控制电路启动，软启动开始。软启动电路在大约5 ms内逐渐将MOSFET的占空比从零增加到最大值。软启动结束时关闭高压电流源。如果软启动结束时没有外部反馈/电源电流输入到控制管脚，则控制管脚将根据控制电路所吸取的电源电流和开关MOSFET驱动器的栅极电流开始放电。如果电源设计正确，且不存在开环或过载输出等故障条件，反馈回路将关闭，提供外部控制引脚电流，然后控制引脚电压有机会放电到约4.8 V的较低阈值电压（内部电源欠压锁定阈值）。当外部馈电电流将控制引脚充电至5.8V的并联调节器电压时，超过芯片消耗的电流通过电阻R分流至电源，如图2所示。流过R的电流控制功率MOSFET的占空比以提供闭环调节。并联调节器有一个有限的低输出阻抗Z，当用于初级反馈配置时，它设置误差放大器的增益。控制管脚的动态阻抗Z和外部控制管脚电容共同决定了控制回路的主导极。
当诸如开环或过载输出等故障情况阻止外部电流流入控制引脚时，控制引脚上的电容器向4.8 V放电。在4.8 V时，启动自动重启，从而关闭输出MOSFET，并将控制电路置于低电流待机模式。高压电流源再次接通并对外部电容充电。一个滞后的内部电源欠压比较器通过打开和关闭高压电流源，使电压保持在典型的4.8 V到5.8 V的窗口内，如图5所示。自动重启电路有一个除以8的计数器，防止输出MOSFET再次开启，直到八个放电/充电周期结束。只有当除以8的计数器达到全计数（S7）时，才能启用输出MOSFET。该计数器通过将自动重启占空比降低到通常的4%，有效地限制了DPA开关的功耗以及传送到电源输出的最大功率。自动重启模式继续，直到通过关闭反馈回路再次实现输出电压调节。
振荡器和开关频率
内部振荡器在两个电压电平之间线性地对内部电容充电和放电，以产生用于脉冲宽度调制器的锯齿波。振荡器在每个周期开始时设置脉冲宽度调制器锁存器和电流限制锁存器。
选择400 kHz的标称开关频率是为了使变压器尺寸最小化，并允许更快的电源回路响应。频率管脚在短接到控制管脚时，将开关频率降低到300 kHz，这在一些应用中可能是优选的，例如采用二次同步整流的应用。否则，频率管脚应连接到默认400 kHz的源管脚。
脉冲宽度调制器和最大占空比
脉冲宽度调制器通过驱动输出MOSFET实现电压模式控制，输出MOSFET的占空比与进入控制管脚的电流成反比，控制管脚的电流超过芯片的内部电源电流（见图4）。过量电流是R上出现的反馈误差信号（见图2）。该信号由典型拐角频率为30khz的RC网络进行滤波，以减小MOSFET栅极驱动器产生的芯片供电电流中的开关噪声的影响。将滤波后的误差信号与内部振荡器锯齿波进行比较，产生占空比波形。随着控制电流的增加，占空比降低。来自振荡器的时钟信号设置一个锁存器，该锁存器打开输出MOSFET。脉冲宽度调制器重置锁存器，关闭输出MOSFET。注意，在占空比开始变化之前，必须将最小电流打入控制销。
最大占空比DC设置为默认最大值75%（典型值）。然而，当输入线电压升高时，通过具有适当值的电阻器将测线传感器连接到直流输入总线，最大占空比可从75%降低到33%（典型值），如图7所示（见带直流降低的线路前馈）。
最小占空比和循环跳跃
为了保持电源输出调节，脉冲宽度调制器随着电源输出处的负载减少而减少占空比。占空比的减少与流入控制销的电流成比例。随着控制管脚电流的增加，占空比向最小占空比DC指定的最小值线性减小。达到直流后，如果控制管脚电流进一步增加约2毫安，脉冲宽度调制器将在离散步骤中强制占空比从直流变为零（参见图4）。当负载消耗的功率小于DPA开关在最小占空比DC下提供的功率时，此功能允许电源以循环跳过模式工作。正常运行和循环跳过之间的转换不需要额外的控制。随着负载的增加或减少，电源会根据需要自动在正常模式和循环跳过模式之间切换。
如果需要的话，可以通过在电源输出端连接最小负载来避免周期跳跃，使得占空比始终保持在高于DC的水平。
误差放大器
并联调节器还可以在一次侧反馈应用中执行误差放大器的功能。并联调节器的电压是从温度补偿的带隙基准电压精确推导出来的。误差放大器的增益由控制管脚动态阻抗设定。控制销将外部电路信号钳制到V电压电平。
超过电源电流的控制管脚电流被并联调节器分离，并作为电压误差信号流过R。
具有外部可编程性的片上电流限制
逐周峰值漏极电流限制电路使用输出MOSFET导通电阻作为感测电阻。电流限制比较器将输出MOSFET on状态漏极与源极电压VDS（on）和阈值电压进行比较。在电流限制下，VDS（ON）超过阈值电压，MOSFET关闭，直到下一个时钟周期开始。电流限制比较器的阈值电压是温度补偿的，以最小化由于输出MOSFET的RDS（ON）的温度相关变化而引起的电流限制的变化。DPA开关的默认电流限制在内部预设。但是，如果外部电流限制引脚和源引脚之间连接了一个电阻器，则可以在外部将电流限制编程为默认电流限制的25%到100%之间的较低水平。有关电阻值的选择，请参考典型性能特性部分中的图表。通过将电流限制设置为低，可以使用比所需功率所需的更大的DPA开关来利用较低的RDS（ON）以获得更高的效率/更小的散热要求。通过在外部电流限制引脚和直流输入总线之间连接第二个电阻器，电流限制随着线路电压的增加而减小，允许在反激配置中实现针对线路变化的真正功率限制操作。
在输出MOSFET开启后，前沿消隐电路会在短时间内抑制电流限制比较器。设置了前沿消隐时间，因此，如果电源设计正确，由一次侧电容和二次侧整流器反向恢复时间引起的电流尖峰不应导致开关脉冲过早终止。
前缘消隐时间后的电流限制如图31所示。为了避免在正常操作中触发电流限制，漏极电流波形应保持在所示的包络内。
线路欠压检测（紫外线）
通电时，紫外线保持DPA关闭，直到输入线电压达到欠压上限阈值。在断电时，UV保持DPA开关打开，直到输入电压低于欠压下限阈值。从测线针连接到直流输入总线的一个电阻器设置紫外线上下限阈值。为了避免噪声的误触发，实现了一个滞后，该滞后通常将UV下限阈值设置为UV上限阈值的94%。如果在操作过程中达到紫外线下限，而电源没有失去调节，并且条件保持在10微秒（典型值）以上，则设备将关闭并保持关闭，直到再次达到紫外线上限。然后，下次控制管脚电压达到5.8伏时，将启动软启动。如果在达到紫外线下限阈值之前电源失去调节，设备将进入自动重启。在每个自动重启循环（S7）结束时，启用紫外比较器。如果没有超过紫外线上限阈值，MOSFET将在下一个周期中被禁用（见图5）。可以独立于OV特征禁用UV特征。
线路过电压停机（OV）
用于紫外线的同一电阻器还设置了一个过电压阈值，一旦超过该阈值，将迫使DPA开关输出在一个开关周期内进入断开状态。如图7所示，OV和UV阈值的比率预设为2.7。当MOSFET关闭时，由于漏极上没有反射电压和泄漏尖峰，输入电压浪涌能力增加到MOSFET的额定电压（220v）。在OV阈值上提供少量滞后以防止噪声触发。可以独立于图13所示的UV特性禁用OV特性。
直流还原线路前馈马克斯
用于UV和OV的同一个电阻器还实现了线电压前馈，以最小化输出线纹波并降低电源输出对线瞬态的灵敏度。图4中通过I的不同值说明了这种前馈操作一. 注意，对于相同的控制引脚电流，较高的线电压会导致较小的工作占空比。作为附加功能，最大占空比DC马克斯电压略高于紫外阈值时，电压也从75%（典型值）降至33%（典型值）（见图4、7）。限制直流电马克斯 在更高的线电压有助于防止变压器饱和，因为在正向变换器应用的大负载瞬态。直流马克斯 在OV的33%选择阈值以确保在正常操作下DPA交换机的电源能力不受此功能的限制。
远程开/关
远程开/关控制描述了IC长时间打开或关闭的操作，而不是在下面的同步部分中描述的逐周期开/关控制。
DPA开关可通过控制进入测线针的电流或外部电流限制针的电流来打开或关闭（见图7）。这允许以几种不同的方式轻松实现DPA开关的远程开/关控制。连接在外部电流限制引脚和源引脚之间的晶体管或光耦输出以“启动”方式实现此功能（图17、19和21），而连接在测线引脚和控制引脚之间的晶体管或光耦输出以“启动关闭”方式实现此功能（图18、20和22）。
当在测线管脚或外部限流管脚处接收到信号以通过OV、UV和远程开/关等管脚功能禁用输出时，DPA开关总是在输出被强制关闭之前完成其电流切换周期。内部振荡器在当前周期结束时停止，并在禁用信号存在时保持在那里。当上述管脚处的信号从禁用变为启用时，内部振荡器开始下一个开关周期。
远程开/关功能可以用作备用开关或电源开关，以关闭DPA开关并使其无限长时间处于非常低的功耗状态。如果DPA开关保持在远程断开状态的时间超过10微秒（典型值），则控制销进入滞后操作模式。在这种模式下，控制管脚在4.8 V和5.8 V之间经历交替的充放电循环（见上面的控制管脚操作部分），集成电路完全从高压直流输入断开，但功耗非常低（在48 V时典型为30 mW，线感和外部电流限制管脚打开）。当DPA开关在进入此模式后远程开启，它将在下次控制引脚达到5.8 V时启动软启动的正常启动序列。在最坏情况下，从远程开启到启动的延迟可以等于控制引脚的全放电/充电循环时间，对于22μF控制引脚电容器，该时间大约为36 ms。这种降低功耗的远程关闭模式可以消除昂贵和不可靠的串联机械开关。它还允许在某些应用中可能需要的微处理器控制的打开和关闭顺序。
同步
除了感应OV、UV和远程开/关的输入电流外，线感管脚还通过1v阈值比较器监测其管脚电压。低于1V的引脚电压打开DPA开关。当LINESENSE引脚的电压升高超过1V以禁用输出时，DPA开关在输出被强制关闭之前完成其电流切换周期（类似于远程开/关操作）。内部振荡器在电流周期结束时停止，等待测线引脚电压变低以开始下一个周期。这允许使用1v阈值将DPA开关与频率低于其内部开关频率的外部信号同步。连接在测线针和源针之间的晶体管或光耦输出实现此功能（见图24）。同步操作的时序波形见图6。
为了被识别为同步脉冲，线感管脚需要在400 kHz（或3080 ns 300 kHz）内部开关频率下保持低（接通时间）至少120 ns，但不超过2250 ns。此外，关断时间必须保持在7.7微秒以下，这是芯片允许的最低同步频率128千赫设置的限制。同步操作的有效DCMAX可计算为0.75•fSYNC/fOSC。关闭时间超过7.7微秒可能会迫使控制销进入滞后模式，并在下次打开时启动软启动循环。
软起动
两个片上软启动功能在启动时激活，持续时间为5 ms（典型）。最大占空比从0%开始，在5毫秒持续时间结束时线性增加到默认最大值75%，当前限制从大约85%开始，在5毫秒持续时间结束时线性增加到100%。除启动外，由于远程关闭或热关机条件，在自动重启期间和在控制引脚电压（V）滞后调节后重启时，软启动也在每次重启尝试时激活。这有效地减少了启动过程中输出MOSFET、钳位电路和输出整流器上的电流和电压应力。这个特性也有助于最小化输出超调，防止变压器在启动过程中饱和。
关机/自动重启
为使故障条件下的DPA开关功耗最小化，如果超出调节条件持续存在，关机/自动重启电路将在通常为4%的自动重启占空比下打开和关闭电源。失去调节会中断进入控制引脚的外部电流。V调节从分流模式变为滞回自动恢复模式，如控制销操作部分所述。当故障排除后，电源输出调节，V调节返回并联模式，电源恢复正常工作。
滞后过温保护
过温保护由精密模拟电路提供，当结温超过热关机温度（典型137°C）时，该电路关闭输出MOSFET。当结温降至滞后温度（典型110°C）以下时，恢复正常运行，提供自动恢复。在滞后模式下调节V，在热停堆时，控制销上出现4.8 V至5.8 V（典型）锯齿波。
带隙参考源
所有的临界DPA开关内部电压都来自温度补偿带隙基准。该基准还用于生成经温度补偿的电流基准，该电流基准被修剪以精确设置开关频率、电流极限和线OV/UV阈值。DPA开关改进了电路，使上述所有关键参数保持在非常严格的绝对和温度公差范围内。
高压偏压电流源
该电流源使DPA开关偏离漏极引脚，并在启动或滞后操作期间对控制引脚外部电容充电。在自动重启、远程关闭和超温关机过程中会出现滞后操作。在这种工作模式下，电流源以大约20%的有效占空比接通和断开。此占空比由控制管脚电荷（IC（CH））和放电电流（ICD1和ICD2）之比决定。当输出MOSFET切换时，此电流源在正常工作期间关闭。电流源切换对漏极电压波形的影响可以看作是小扰动，这是正常的。
使用特征接点
频率（F）引脚操作
频率管脚是数字输入管脚。将频率管脚短接至源管脚可选择适用于大多数应用的400 kHz（图9）的标称开关频率。对于可能受益于较低开关频率的其他应用，可以通过将频率管脚短接到控制管脚来选择300 kHz的开关频率（图10）。这个别针不应该开着。
测线（L）引脚操作
当电流输入到测线管脚时，它作为大约2.6 V的电压源工作，最大电流为+240微安（典型值）。在+240微安时，该引脚变成恒流接收器。参见图8。此外，阈值为1v的比较器连接在管脚上，用于检测管脚何时对源管脚短路。
通过使用测线管脚，共有五个功能可用：OV、UV、带直流还原的测线前馈、远程开/关和同步。将测线管脚短接至源管脚将禁用所有五个功能。线感测引脚通常用于线感测，方法是将该引脚的电阻器连接到正输入直流电压总线，以实现带直流降低线电压的OV、UV和线前馈。在这种模式下，电阻的值决定了线的OV/UV阈值，并且dcs从略高于UV阈值开始随着输入DC高电压线性降低。此引脚也可用作远程开/关和同步的输入引脚。外部晶体管放置在测线管脚和控制管脚之间，通过UV或OV阈值实现远程开/关。同步是通过在测线管脚和源管脚之间连接一个开放漏极外部MOSFET来产生同步脉冲。每次MOSFET打开时，线感管脚电压的下降沿启动一个新的开关周期。DPA开关保证的最低同步频率为128khz。有关功能与图11至图24所示示例电路的可能组合，请参阅表2。图7（右侧）显示了根据测线管脚I/V特性对特定功能的描述。水平轴表示线感管脚电流，正极性表示流入管脚的电流。垂直轴的含义因功能而异。对于那些控制输出的开/关状态的对象，例如UV、OV和远程开/关，垂直轴表示输出的启用/禁用状态。I处的紫外线触发（典型为50μA，滞后4μA）和I处的紫外线触发（典型为135μA，滞后4μA）。在UV和OV阈值之间，将启用输出。对于带直流还原的线路前馈，垂直轴表示带直流还原的直流线路前馈的大小将最大占空比从I处的75%（典型值为55微安）降低到I处的33%（典型值为135微安）。
外部电流限制（X）引脚操作
当电流从外部电流限制引脚中抽出时，它作为大约1.3V的电压源工作，最大电流可达-230微安（典型值）。在-230 微安，变成恒流源（见图8）。
通过使用外部电流限制引脚，有两个功能可用：外部电流限制和远程开/关。短路外部电流限制引脚和源引脚禁用这两个功能。在高效率应用中，该引脚可用于通过电阻器将引脚连接到源引脚，将外部电流限制降低到接近工作峰值电流的值。
该引脚也可用作远程开/关控制输入。表2显示了使用这个pin的几种不同方法。有关水平轴（左侧）表示外部电流限制引脚电流的功能说明，请参见图7。垂直轴的含义随功能而变化。对于控制输出的开/关状态（如远程开/关）的对象，垂直轴表示输出的启用/禁用状态。对于外部电流限制，垂直轴表示I的大小。有关电流限制编程范围和适当电阻值的选择，请参见典型性能特性部分中的图表。
频率（F）引脚的典型用途
测线（L）和外部电流限制（X）引脚的典型用途
应用实例
高效率30w正激变换器
图25所示的电路是一个典型的单输出DC-DC转换器的实现，该转换器使用带同步整流的正向配置的DPA开关。这种设计在5伏时输出30瓦，从36伏直流电到75伏直流电输入，使用DPA425R在48伏直流电时的额定效率为90%。
通过利用DPA交换机的许多内置特性，与离散实现相比，设计大大简化。电阻器R1将输入欠压和过压阈值分别编程为典型的33v和86v。该电阻器还线性地将最大占空比从36 V时的75%降低到72 V时的42%，以防止在高输入电压的负载瞬变过程中出现磁芯饱和。DPA开关的内部阈值是有公差和特征的，因此设计人员可以保证转换器在36 V下开始工作，这是满足ETSI标准所必需的，而无需外部参考IC的成本。
电流限制由电阻器R3外部设置，刚好高于最大负载调节所需的漏极电流水平，以限制转换器的最大过载功率。外部可编程电流限制功能还允许选择更大的DPA开关家族成员。使用X针，电流限制可以调整到相同的水平。一个大的装置可以减少传导损耗，提高效率，而不需要任何其他的电路改变。这里已使用此功能将DPA424R替换为DPA425R。
通过将频率（F）引脚连接到控制（C），可选择的300/400 kHz开关频率被设置为300 kHz。
漏极电压钳位由VR1提供，它将峰值漏极电压保持在可接受的范围内。变压器铁心复位由Q1与R17串联的栅极电容提供。必要时可增加R5的可选复位电容C9，以补充Q1的栅极电容。
使用mosfet对变压器的输出进行整流，以提供同步整流。UV/OV函数与变压器的匝数比一起定义了最大MOSFET栅极电压，允许非常简单的栅极驱动布置，而不需要驱动绕组或驱动IC。在一次导通时间内，电容器C17通过电阻器R15耦合电荷以驱动正向MOSFET的栅极Q2。电容器C17为Q2提供直流隔离驱动，防止断电时Q1上的栅极应力过大。选择由R16和C17形成的时间常数远大于一个开关周期。二极管D4在下一个开关循环之前重置电容器C17上的电压。在一次关断时间期间，二极管D2在Q1仍然关断时为电感L2中的能量提供传导路径。变压器次级绕组上的重置电压直接驱动catch MOSFET的栅极上的正电压Q1。MOSFET Q1为大部分的一次关断时间提供了一个低损耗的传导路径。由D1和C4整流和滤波的L2上的隔离辅助绕组为光耦晶体管提供偏置电源。采用二次侧电压基准U3实现输出调节。由R10和R11形成的电阻分压器与参考电压一起决定输出电压。二极管D3和C13形成一个软完成网络，连同DPA开关的内部占空比和电流限制软启动，防止启动时的输出超调。电阻器R7可确保当输出超出调节范围时，软表面电容器快速放电。控制环路响应由R6、C16、R12、C14、R9、R4和C5形成，在增益交叉时提供宽带宽和良好的相位裕度。由于DPA开关中的PWM控制是电压模式，因此对于50%以上的占空比不需要斜坡补偿。
经济型6.6w反激变换器
DPA交换机反激电源为高密度PoE和VoIP DC-DC应用提供了一种经济有效的解决方案。
图26显示了使用DPA423G的单输出反激变换器的典型实现。对于需要输入-输出隔离的应用，这种简单的低组件计数设计在3.3 V时提供6.6 W从36 VDC到57 VDC的输入，在48 VDC时的标称效率为80%。
电阻器R2将输入欠压阈值和过电压阈值分别编程为33v和86v。电阻R1和R3编程内部设备电流限制。线感电阻器R1的加入降低了输入电压增加时的电流限制，防止了过大的过载输出电流。在这种设计中，过载输出电流在整个输入电压范围内的变化小于±2.5%。控制电流限制还可以减少二次元件应力和漏感尖峰，允许使用较低的V（30 V而不是40 V）肖特基输出二极管D2。
一次侧齐纳钳VR1确保在输入浪涌和过电压事件下，峰值漏极电压保持在U1的220 V BV额定值以下。正常运行时，VR1不导通，C2足以限制峰值漏极电压。
一次偏置绕组在启动后提供控制引脚电流。二极管D3对偏置绕组进行整流，而组件R5和C8降低高频开关噪声并防止偏置电压的峰值充电。电容器C3提供U1的局部去耦，并且应该在物理上靠近控制和源引脚。C4为启动和自动重启定时提供能量存储。
二次侧由D2和低ESR钽输出电容C5-C7整流，使开关纹波最小，效率最大。小尺寸二次输出扼流圈L1和陶瓷输出电容器C9足以在满负载条件下将高频噪声和纹波降低到35mv峰值以下。
输出电压由电阻器R8和R9形成的分压器感测，并馈送至低电压1.24 V参考U3。反馈补偿由R6、R7和C11以及C4和R4提供。电容器C10提供一个软完成特性，防止在启动期间输出过冲。
低成本PoE-VoIP电话转换器
支持IEEE标准802.3af以太网供电（PoE）的基本电路非常简单。0类签名和分类电路可以用一个电阻实现，所需的欠压锁定功能是一个电压控制的通过开关。通过将该电路添加到DPA转换器的前端，可以实现低成本、低组件数的PoE供电设备（PD）电源。图27显示了典型的PD解决方案。
PoE规范要求PD提供三个基本功能：发现、分类和passswitch连接。
当输入电压施加到局部放电时，它必须在2.5伏直流电至10伏直流电。该阻抗由图27中的R51提供。
第二个“分类”阶段发生在输入电压15伏直流电到20伏直流电。PD必须绘制指定的电流来标识设备类别（类别0指定0.5毫安到4毫安）。这又是由电阻R51实现的。
在第三阶段，双极通过开关（图27中的Q51）将输入电压连接到电源，电压约为30伏直流电（28伏+52伏）。齐纳二极管VR51传导，驱动电流通过电阻R52到达Q51的底部。电阻器R53防止在其他条件下打开。一旦电源启动，组件D51、D52、C51和R54通过耦合来自电源偏置绕组的电源来增强基础电流驱动。
成功完成三个启动阶段后，允许DPA开关作为正向转换器工作（如图25和随附文本所述）。
关键应用程序注意事项DPA交换机设计注意事项
功率表
本节介绍了用于生成功率表（表1和表3到表6）的假设，并解释了如何使用它们提供的信息。
所有功率表：表1和3至6
•最大输出功率受设备内部电流限制。这是峰值输出功率，如果使用足够的散热，它可以成为连续输出功率。
•数据假设有足够的热沉，以使结温保持在或低于100°C，最坏情况下RDS（ON）保持在TJ=100°C。
•由于封装热限制，建议使用P和G封装，用于等于或小于1.5W的器件损耗。对于1.5W以上的器件损耗，使用S和R封装。
正向功率表：表1（上半）、3和4
•输出功率图基于使用肖特基二极管整流的正向拓扑。同步整流可使输出功率提高5%。
•耗散数据假设二极管损耗占总输出功率的6%，磁元件综合损耗占总输出功率的6%。DPA开关损耗是基于导通损耗和开关损耗之比约为3:1。这些假设对于使用肖特基整流和充分设计的磁性元件的单个5v输出正激变换器设计是典型的。
反激电源表：表1（下半部分）、5和6
•输出功率和损耗数字基于使用肖特基二极管整流的5V输出，效率为85%。通过基于I2•RDS（on）损耗和开关损耗特性的计算生成值，与每个DPA开关设备的台架测量相关。
•使用S和R包可实现1.5W以上的设备耗散。然而，正激变换器拓扑结构被推荐用于这种高功率设计。
幂表提供两种类型的信息。第一个是给定输出功率下的预期器件损耗。二是最大功率输出。每个表指定输入电压范围，并假设使用肖特基二极管整流的单个5 V输出。
例如，参考表1，对于36 VDC到75 VDC的输入范围，DPA424通常在23 W正向转换器中耗散1 W，并且具有35 W的最大功率容量。在同一转换器中，DPA425将耗散0.5 W。选择具有相关降低耗散的DPA425将使总转换器效率提高约2%。
影响耗散的问题：
1）、使用同步整流将倾向于减少器件损耗。
2）、低输出电压和高电流的设计将倾向于增加功率表中列出的器件损耗。
3）、降低输入电压会降低相同器件损耗的可用输出功率。表3至表6是16 VDC和24 VDC输入电压的功率表。输入电压低于16 V是可能的，但由于内部启动电流源未规定电压低于16 V，外部芯片电源电流应馈入控制引脚，大约等于但小于ICD1。
DPA开关选择
使用表1和表3至表6根据设备损耗选择DPA开关。选择最佳DPA开关取决于所需的最大输出功率、效率、散热限制和成本目标。有了外部降低电流限制的选项，更大的DPA开关可以用于需要更高效率或最小散热的低功率应用。一般来说，选择下一个比电力传输所需的更大的设备将提供最高的效率。选择更大的器件可能对效率几乎没有或根本没有改善，因为传导损耗的改善被更大的器件开关损耗抵消了。图50提供了有关开关损耗的信息。这与传导损耗计算一起给出了器件损耗的估计值。
主夹钳
建议使用一个初级箝位网络，以保持由于初级漏感而产生的峰值漏极电压低于bv规范。齐纳二极管与连接在初级绕组上的小值电容器相结合是一种低成本和低部分计数的实现。
输出整流
次级整流通常使用肖特基二极管或同步整流来执行。肖特基二极管可用于峰值反向电压、输出电流、正向压降和热条件。同步整流需要提供栅极驱动的额外复杂性。DPA开关规定的线路欠压和线路过电压阈值简化了直接从变压器二次绕组获得栅极驱动的许多应用。变压器的匝数比以及欠压/过电压阈值定义了最小和最大栅极电压，消除了齐纳钳位栅极电压的需要。
软起动
通常，在反馈回路达到调节之前，电源在启动时会经历最大压力。在5毫秒的时间内，片上软启动将占空比从零线性增加到打开时的默认直流。此外，同期一次电流限值从85%提高到100%。这使得输出电压以有序的方式升高，从而允许反馈回路有时间控制占空比。这种集成软启动降低了DPA开关MOSFET、钳位电路和输出二极管上的应力，并有助于防止变压器在启动过程中饱和。此外，软启动限制了输出电压超调量，在许多应用中消除了对软精加工电容器的需求。如有必要，为了消除输出过冲，可以在二次基准上增加一个软精加工电容器。
开关频率
DPA开关的频率引脚提供400 kHz或300 kHz的开关频率选项。在300kHz下工作会增加变压器中储存的磁化能量。这是理想的应用，使用同步整流直接从变压器二次驱动，这种能量可以用来驱动捕捉MOSFET栅极。
变压器设计
建议正激变换器变压器的最大工作磁通摆幅为1500高斯，峰值磁通密度为3500高斯。当在所选DPA开关的最大电流限制下运行时（过载条件下），任何磁性元件（变压器和输出电感）都不应饱和。当选择了一个比所需更大的装置时，将内部电流限制降低到接近工作峰值电流限制的过载功率，并将二次元件的尺寸最小化。
空载和备用消耗
轻载或空载时的跳周期运行可显著降低功率损耗。此外，这种运行模式确保即使没有外部最小负载，输出也能保持调节。但是，如果在特定应用程序中不希望出现循环跳过，则可以通过添加足够的预加载来避免。
DPA开关 布局注意事项
DPA开关可以在大漏极电流下工作，应仔细遵循以下指南。
一次侧连接
DPA开关R包和S-PAK的标签是高开关电流的预期返回路径。因此，标签应该通过宽的、低阻抗的线路连接到输入去耦电容器。不应使用电源引脚返回电源电流；可能会导致设备的错误操作。信号源仅用作信号接地。“设备”选项卡（源）是高电流与R包和S-PAK的正确连接。
控制管脚旁路电容器应尽可能靠近电源和控制管脚，其电源连接轨迹不应被主MOSFET开关电流共享。连接到测线或外部电流限制引脚的所有源引脚参考组件也应位于各自引脚和源之间的紧密位置。再次，这些元件的源连接轨迹不应该被主MOSFET开关电流共享。极为重要的是，tab（源）电源开关电流通过一个单独的轨迹返回到输入电容器，该轨迹不被连接到控制、测线或外部电流限制引脚的组件共享。
到L或X销的任何痕迹应尽可能短，并远离排放痕迹，以防止噪声耦合。线感电阻器（图25中的R1）应靠近L引脚，以最小化L引脚侧的迹线长度。
除了控制管脚电容器（图25中的C6）外，建议在电源和控制管脚之间尽可能靠近并联高频旁路电容器，以获得更好的抗噪性。反馈光耦输出也应靠近DPA开关的控制和源引脚。
散热
为使DPA开关S、R或G封装和其他电源部件的散热最大化，建议使用特殊的导热PC板材料（铝包PC板）。在制造过程中，它有一个铝板连接到PC板，以直接提供散热，并允许连接外部散热片。如果使用普通PC板材料（如FR4），则在板的两侧提供铜区并使用较厚的铜将改善散热。
如果使用铝复合板，则建议对开关节点进行屏蔽。这包括直接放置在开关节点（如漏极节点）下方的铜区域，以及提供静电屏蔽以防止耦合到铝基板的输出二极管。这些区域在一次和二次输出回路的情况下连接到输入负。这减少了进入绝缘铝基板的电容耦合量，然后在输出上出现波纹和高频噪声。
快速设计清单
与任何电源设计一样，应在试验台上验证所有DPA开关设计，以确保在最坏情况下不会超过组件规格限制。强烈建议对DPA开关正向转换器进行以下最低测试：
1、最大漏极电压-确认在最高输入电压和最大过载输出功率下，峰值V不超过最小BV。然而，在BV以下有大约25v的附加裕度是正常的，以允许其他电源组件单元到单元的变化。最大过载输出功率发生在输出加载到电源进入自动重启（失去调节）之前的水平时。DS公司决策支持系统决策支持系统
2、变压器复位裕度-还应在最高输入电压和严重负载阶跃（50-100%）下检查漏极电压，以验证变压器复位裕度是否足够。该测试显示了高输入电压下的占空比，对变压器复位电路的要求最高。
3、最大漏电流-在最高环境温度、最大输入电压和最大输出负载下，检查启动时的漏电流波形是否有变压器或输出电感饱和和过大前缘电流峰值的迹象。DPA开关的前缘消隐时间为100 ns，以防止开启循环过早终止。确认前缘电流尖峰不超过消隐周期。
4、热检查-在最大输出功率、最小输入电压和最大环境温度下，验证变压器、输出二极管、输出扼流圈和输出电容器的温度是否超过规定值。DPA开关具有热关机功能，可完全防止温度过高。建议提供足够的散热，以在最坏的连续负载条件下（低输入电压、最大环境负载和满负载条件下），使凸耳温度保持在或低于115°C（S和R封装），源引脚保持在或低于100°C（P/G封装）。这为最低热停堆温度（130°C）提供了足够的裕度，以解释部件与部件之间的变化。当监测设备温度时，注意在估计模具温度时，应考虑连接到外壳的热阻。
电气特性评定的台架试验注意事项
在电源外测试DPA开关时，应遵循以下预防措施。图33所示的示意图建议用于DPA开关的实验室测试。
打开排液管脚电源时，零件将处于自动重新启动模式。控制管脚电压将在4.8 V和5.8 V之间以低频振荡，并且每8个控制管脚振荡周期打开一次漏极。如果控制引脚电源已打开预防措施。图33所示的示意图建议用于DPA开关的实验室测试。
打开排液管脚电源时，零件将处于自动重新启动模式。控制管脚电压将在4.8 V和5.8 V之间以低频振荡，并且每8个控制管脚振荡周期打开一次漏极。如果控制引脚电源已打开在这种自动重启模式下，只有12.5%的可能性控制管脚振荡处于正确的状态（漏极激活状态），因此可以观察到连续的漏极电压波形。如果要观察到连续的漏极电压波形，建议先打开V电源，然后再打开漏极引脚电源。12.5%处于正确状态的可能性是由于divideby-8计数器造成的。暂时将控制管脚短接至源管脚将重置DPA开关，然后DPA开关将进入正确状态。
典型性能特征
