特征
双N沟道MOSFET同步驱动
可编程固定频率
宽的车辆识别号范围：3.5V至36V操作
超高效
极低辍学率操作：99%占空比
低待机电流
二次反馈控制
可编程软启动
远程输出电压检测
逻辑控制微功率关机：IQ<25微安
折叠限流（可选）
电流模式运行，以实现卓越的线路和负载
瞬态响应
输出电压从1.19V到9V
提供16铅窄SO和SSOP封装
应用
笔记本和掌上电脑
蜂窝电话和无线调制解调器
便携式仪器
电池驱动装置
直流配电系统
说明
LTC®1435是同步降压开关驱动外部N通道电源的调节器控制器采用固定频率结构的mosfet。爆发ModeTM操作在低负载下提供高效率海流。99%的最大占空比限制提供低在电池操作系统中延长操作时间的退出操作。工作频率由外部电容器设定在优化效率方面允许最大的灵活性。一个二次绕组反馈控制引脚，SFB，保证不考虑主输出负荷的调节强制连续操作。突发模式操作是当SFB引脚拉低时被抑制噪声和射频干扰。软启动由一个外部电容器提供，该电容器可以用于正确排序供应。手术室电流水平可由用户通过外部电流进行编程感应电阻。宽输入电源范围允许操作从3.5伏到30伏（最大36伏）。
绝对最大额定值
输入电源电压（车辆识别号）36V至-0.3V
上部模块驱动器电源电压（升压）42V至-0.3V
开关电压（SW）车辆识别号+5V至-5V
外部VCC电压 10V至-0.3V
感测+，感测-电压 INTVCC+0.3V至-0.3V
ITH，VOSENSE电压 2.7伏至-0.3伏
SFB，运行/SS电压 10V至-0.3V
峰值驱动输出电流<10微秒（TG，BG）
INTVCC输出电流 50毫安
工作环境温度范围
LTC1435C 0°C至70°C
LTC1435I –40°C至85°C
结温（注1）125摄氏度
储存温度范围 –65°C至150°C
铅温度（焊接，10秒）300摄氏度
电气特性TA=25°C，VIN=15V，VRUN/SS=5V，除非另有说明。
电气特性 TA=25oC，VIN=15V，VRUN/SS=5V，除非另有说明。
表示适用于整个操作的规范
温度范围。
LTC1435CG/LTC1435CS:0°C≤TA≤70°C
LTC1435IG/LTC1435IS:-40°C≤TA≤85°C
注1:TJ根据环境温度TA和功率计算耗散PD根据以下公式：
LTC1435CG/LTC1435IG:TJ=TA+（PD）（130°C/W）
LTC1435CS/LTC1435IS:TJ=TA+（PD）（110°C/W）
注2:LTC1435在伺服VOSENSE的反馈回路中测试至误差放大器的平衡点（VITH=1.19V）。
注3：由于栅极充电以开关频率传送。请参阅应用程序信息。
注4：通过测量COSC电荷和放电电流和应用公式：
引脚功能
COSC（引脚1）：从该引脚到接地设置工作频率。
RUN/SS（引脚2）：软启动和RUN的组合控制输入。一个电容器接地在这个引脚设置全电流输出的斜坡时间。时间大约是0.5s/μF。将该引脚压入1.3V以下会导致设备被关闭。关闭时，所有功能都被禁用。
ITH（引脚3）：误差放大器补偿点。这个电流比较器阈值随此控制而增加电压。该引脚的标称电压范围为0V至2.5V。
SFB（引脚4）：二次绕组反馈输入。也不完全连接到二次绕组。这个别针应该绑在地上强制连续操作；INTVCC在不要使用二次绕组和电阻分压器使用二次绕组的应用中的输出。
SGND（引脚5）：小信号接地。必须路由与其他接地分开至COUT的（–）端子。
VOSENSE（引脚6）：接收来自输出端的外部电阻分压器。
SENSE–（引脚7）：电流比较器的（–）输入。
SENSE+（引脚8）：电流比较器的正极输入。SENSE和SENSE+pins之间的内置偏移与RSENSE一起设置当前行程阈值。
EXTVCC（引脚9）：连接到的内部开关的输入INTVCC。当时，此开关闭合并提供VCC电源EXTVCC高于4.7V。请参阅EXTVCC连接在应用程序信息部分。开启时不要超过10V这个别针。如果VOUT≥5V，连接到VOUT。
PGND（引脚10）：驱动器电源接地。连接到源底部N沟道MOSFET和CIN的（–）端。
BG（引脚11）：底部大电流栅极驱动N沟道MOSFET。此引脚的电压摆动来自接地至INTVCC。
INTVCC（引脚12）：内部5V调节器的输出和EXTVCC开关。驱动电路和控制电路由这个电压供电。必须与电源紧密分离用至少2.2μF钽或电解粉研磨电容器。
车辆识别号（针脚13）：主电源针脚。必须紧密分离连接到IC的信号接地引脚。
开关（引脚14）：开关节点连接到感应器。该引脚的电压波动来自肖特基二极管（外部）接地至车辆识别号的电压降。
增压（引脚15）：向上部浮动驱动器供电。这个引导电容器返回到此管脚。电压摆动插脚从INTVCC到车辆识别号+INTVCC。
TG（引脚16）：用于顶部N通道的大电流栅极驱动MOSFET。这是带有电压摆幅等于叠加在开关节点电压开关。
折叠限流选项
操作（参考功能图）
主控制回路
LTC1435使用恒定频率、电流模式逐步下降的架构。在正常运行期间，顶部当振荡器设置好时，MOSFET在每个周期都被打开RS锁存，当主电流比较器I1复位RS锁存器。峰值电感I1复位RS锁存器的电流由第i个引脚上的电压，是误差放大器的输出一个。在pin函数中描述的VOSENSE pin部分，允许EA接收输出反馈电压来自外部电阻分压器的VFB。当负载电流增加，导致VFB略有下降相对于1.19V参考电压，这反过来会导致电压增加到平均电感电流匹配新的负载电流。而最上面的MOSFET是关闭，底部的MOSFET打开，直到电感电流开始反转，如电流所示比较器I2，或下一个周期的开始。最上面的MOSFET驱动器是从浮动引导偏压电容器CB，通常在每次关闭时重新充电循环。但是，当车辆识别号降低到接近哦，循环可能会进入退出状态并尝试打开顶部的MOSFET连续不断。脱落检测器计数顶部MOSFET的振荡器周期数保持打开状态并定期强制短暂关闭允许CB重新充电。通过拉动RUN/SS关闭主控制回路别针低。释放RUN/SS允许内部3微安电流充电电源软启动电容器CSS。当CSS达到1.3V，主控制回路启用电压钳制在其最大值的30%左右价值。随着CSS继续充电，ITH逐渐重新租用，允许恢复正常运行。比较器OV防止瞬态过冲>7.5%关闭顶部MOSFET并保持关闭直到故障排除。
低电流运行
LTC1435能够在突发模式下工作，其中外部mosfet基于负荷需求。向低电流运行的过渡当比较器I2检测到电流反转和关闭底部的MOSFET。如果通过RSENSE的电压不超过I2的滞后（约20毫伏）对于一个完整的循环，然后在接下来的循环中底部驱动器被禁用。直到感应电流峰值超过20毫伏/秒或第i个电压超过0.6V，导致驱动器返回到下一个循环的TG管脚。有两种情况可以强制连续同步运行，即使负载电流另有规定低电流操作。一种是当共模感测+和感测-引脚的电压低于1.4V另一种是当SFB引脚低于1.19V时。后者条件用于辅助二次绕组调节如应用程序信息部分所述。INTVCC/EXTVCC电源顶部和底部MOSFET驱动器和大多数另一个LTC1435电路源于INTVCC别针。底部的MOSFET驱动器电源引脚在内部连接到LTC1435中的INTVCC。当EXTVCC引脚保持打开状态，内部5V低压差调节器提供INTVCC电源。如果EXTVCC电压高于4.8V，5V调节器关闭，内部开关打开以将EXTVCC连接到INTVCC。这使得从高效率获得的INTVCC功率外部电源，如调节器本身的输出或二次绕组，如应用中所述信息科。
应用程序信息
基本LTC1435应用电路如图所示
1、高效降压转换器。外部组件的选择由负载要求和从选择RSENSE开始。一旦塞森知道了，我和COSC可以被选中。接下来，权力选择mosfet和D1。最后，CIN和COUT挑选出来的。图1所示的电路可以配置对于高达28V输入电压的操作（受外部mosfet）。
输出电流选择
根据所需的输出电流选择RSENSE。LTC1435电流比较器的最大阈值为150mV/RSENSE，输入共模范围从SGND到INTVCC。电流比较器阈值设置电感电流的峰值，产生最大值平均输出电流IMAX等于峰值峰间纹波电流的一半。允许LTC1435和外部成分值产生：
LTC1435与0.005欧至0.2欧。
COSC工作频率的选择
LTC1435采用了一种恒定频率架构由外部振荡器电容器COSC确定的频率。每当上部的MOSFET打开时电压COSC复位为接地。在准时期间，COSC由固定电流充电。当电容达到1.19V，COSC复位接地。这个然后重复这个过程。COSC的值是根据期望的操作计算的频率：
图中给出了选择COSC与频率的关系图
2.随着工作频率的增加，栅极电荷
损失会更高，降低效率（见效率注意事项）。最大推荐开关频率为400kHz。
电感值计算
工作频率和电感的选择是相互关联的，因为较高的工作频率允许使用较小的电感和电容值。那么为什么任何人选择在较低频率下操作更大的组件？答案是效率。更高的频率通常导致效率较低，因为MOSFET栅电荷损失。除了这个基本的电感值对纹波电流和还必须考虑低电流运行。电感值对纹波电流有直接影响。这个电感纹波电流∏IL随电感值或频率的增加而减小，随VIN或VOUT的增加而增大：
接受较大的∏IL值允许使用低电感，但会导致更高的输出电压纹波以及更大的核心损失。合理的起点设置纹波电流∏IL=0.4（IMAX）。记住，那个在最大输入电压下出现最大∏IL。电感值对低电流也有影响操作。开始向低电流运行过渡当电感电流达到零时
应用程序信息
MOSFET开启。较低的电感值（较高的∏IL）将使其在较高的负载电流下发生，这可能在低电流的上限范围内导致效率下降操作。在突发模式下，低电感值将导致突发频率降低。图3给出了推荐的电感值与工作频率和VOUT的范围
电感磁芯选择
一旦知道L的值，感应器的类型必须是挑选出来的。高效率的转炉通常无法弥补低成本粉末铁心的铁心损耗，强制使用更昂贵的铁氧体、钼合金或Kool Mμ®核。实际堆芯损耗与堆芯无关固定电感值的大小，但它非常依赖于选择电感。随着电感的增加，铁心损耗下去。不幸的是，增加电感需要更多电线的匝数，因此铜的损耗会增加。铁氧体设计具有非常低的磁芯损耗，是首选在高开关频率下，设计目标可以集中在铜损耗和防止饱和上。铁素体磁芯材料饱和“硬”，这意味着当峰值设计电流为超过。这导致电感突然增加纹波电流和随之产生的输出电压纹波。做不要让核心饱和！Molypermaloy（来自Magnetics，Inc.）是一种非常好的低合金环形线圈的损耗核心材料，但比铁素体。同一制造商的合理折衷方案是Kool Mμ。圆环体非常节省空间，尤其是当你可以用几层电线的时候。因为它们通常缺少线轴，所以安装时很难。但是，表面安装的设计是可用的不会显著增加高度
功率MOSFET与D1选择
必须选择两个外部功率mosfet才能使用用LTC1435:N沟道MOSFET作顶层（主）开关和底部的N沟道MOSFET（同步）开关。
峰间栅极驱动电平由INTVCC设置电压。启动期间，该电压通常为5V（参见EXTVCC引脚连接）。因此，逻辑级阈值旧mosfet必须在大多数LTC1435应用中使用。唯一的例外是EXTVCC由大于8V的外部电源供电（必须小于10V），其中标准阈值mosfet（VGS（TH）<4V）可以使用。密切关注用于mosfet的BVDSS规范；许多逻辑电平mosfet限制在30V或更低。功率mosfet的选择标准包括“开”电阻RSD（开），反向转移电容CRS，输入电压和最大输出电流。当LTC1435以连续模式运行占空比对于顶部和底部的mosfet，由下式给出：
MOSFET最大输出功率耗散电流由以下给出：
应用程序信息
其中δ是RDS（ON）和k的温度依赖关系与栅极驱动电流成反比的常数。两个mosfet都有I2R损耗，而上部N通道方程包含了传输损耗的附加项，该项在高输入电压下最高。对于VIN<20V，大的mosfet通常可以证明高电流效率，而对于VIN>20V过渡损耗迅速增加到具有较低crs的较高RDS（ON）设备的实际效率较高。同步MOSFET损耗在高输入电压或短路时最大当此开关的占空比接近100%时。参考至折叠限流部分
应用程序信息。
术语（1+δ）通常用于标准化RDS（ON）与温度曲线的形式，但是δ=0.005/℃可用作低电压mosfet。crs通常在MOSFET中指定特点。常数k=2.5可用于估计这两项的贡献开关损耗方程。图1所示的肖特基二极管D1在两个大的传导之间的停滞时间功率mosfet。这样可以防止底部MOSFET的开启与电荷存储在死亡时间，这可能会花费高达1%效率。1A肖特基通常适合3A监管机构。
CIN和COUT选择
在连续模式下，顶部的源电流N沟道MOSFET是占空比VOUT/VIN的方波。为了防止大电压瞬变，低ESR输入电容器的最大均方根电流必须为使用。最大均方根电容电流由：
这个公式在VIN=2VOUT时有一个最大值，其中IRMS=IOUT/2。这种简单的最坏情况通常用于设计，因为即使存在重大偏差别。注意电容器制造商的纹波电流额定值通常仅基于2000小时生命的意义。因此，建议进一步降低电容器或选择额定值较高的电容器温度超过要求。几个电容器也可能平行以满足设计。如果有任何问题，请随时咨询制造商问题。COUT的选择是由所需的有效串联电阻（ESR）。通常，一旦满足ESR要求，电容就足以进行滤波。输出纹波（∏VOUT）近似为：
式中f=工作频率，COUT=输出电容以及∏IL=电感中的纹波电流。输出纹波在最大输入电压下是最高的有输入电压。当∏IL=0.4IOUT（MAX）时，输出在最大车辆识别号下，纹波将小于100毫伏，假设：不能要求ESR<2感测生产商，如Nichicon、United Chemicon和三洋应考虑高性能通孔电容器。OS-CON半导体电介质三洋提供的电容器具有最低的ESR（尺寸）任何铝电解的产物更高的价格。一旦COUT的ESR要求通常，均方根电流额定值远远超过IRIPLE（P-P）要求。在表面贴装应用中，多个电容器可以必须并联以满足ESR或均方根电流申请的处理要求。铝电解和干钽电容器都可用于表面安装配置。就钽而言电容器进行浪涌测试以用于开关电源。一个很好的选择是AVXTPS系列表面贴装钽，如有高度从2毫米到4毫米不等。其他电容器类型包括三洋OS-CON、Nichicon PL系列和Sprague593D和595D系列。其他请咨询制造商具体建议
应用程序信息
INTVCC调节器一个内部P通道低压差调节器产生为驱动器和内部电路供电的5V电源在LTC1435内。INTVCC引脚最多可提供15mA，必须至少旁路接地2.2μF钽或低ESR电解。良好的旁路必须提供所需的高瞬态电流由MOSFET栅极驱动器驱动。高输入电压应用，其中大型mosfet被高频驱动，可能导致LTC1435至超过。集成电路的供电电流由不使用输出时的栅极充电电源电流派生的EXTVCC源。门电荷取决于工作频率，如效率考虑部分所述。结温可以用电气特性。例如，LTC1435是30V电源限制在17mA以下：TJ=70°C+（17毫安）（30伏）（100°C/W）=126°C防止最高结温超过时，必须检查输入电源电流在最大车辆识别号下以连续模式运行
EXTVCC连接
LTC1435包含一个内部P沟道MOSFET在EXTVCC和INTVCC引脚之间连接的开关。当EXTVCC引脚高于4.8V时，开关闭合并向INTVCC供电，并保持闭合状态直到EXTVCC降到4.5V以下。这允许MOSFET驱动器和控制电源来自输出在正常运行期间（4.8V<VOUT<9V）和输出不正常时的内部调节器（启动，短路）。不要施加大于10V的电压并确保EXTVCC<VIN。通过通电可以显著提高效率来自输出的INTVCC，因为产生的VIN电流从驱动器和控制电流将按占空比/效率系数。对于5V调节器供应方式是将EXTVCC引脚直接连接到VOUT。然而，对于3.3V和其他较低电压调节器，需要附加电路来获得INTVCC电源从输出。下表总结了EXTVCC的四种可能连接：
1.EXTVCC左开（或接地）。这将导致INTVCC由内部5V调节器供电在高投入的情况下，效率损失高达10%电压。
2。EXTVCC直接连接到VOUT。这是正常的连接5V调节器并提供最高效率。
3.连接到输出派生boost网络的EXTVCC。对于3.3V和其他低压调节器，效率通过将EXTVCC连接到输出导出电压已被提升到大于4.8V。可以使用如图4a所示的感应升压绕组或如图4b所示的电容电荷泵。电荷泵具有简单磁学的优点。
4.EXTVCC连接到外部电源。如果一个外部电源可在5V至10V范围内使用（EXTVCC≤VIN），可用于为EXTVCC供电，前提是符合MOSFET栅驱动要求。当驱动标准阈值mosfet时，外部电源必须始终存在于防止由于栅极驱动不足而导致MOSFET失效。
上部MOSFET驱动电源（CB，DB）连接到Boost的外部自举电容器CBpin为上部MOSFET提供栅极驱动电压。功能图中的电容器CB通过当SW pin低时，来自INTVCC的二极管DB。当上部的MOSFET将被打开，司机将通过MOSFET栅源的CB电压。这个增强MOSFET并打开上部开关。开关节点电压开关上升至车辆识别号和增压管脚升到VIN+INTVCC。升压电容器CB值需要比上部MOSFET的总输入容量大100倍。在大多数应用中，0.1μF足够了。数据库的反向故障必须更大大于车辆识别号（最大值）。输出电压编程输出电压由电阻分压器根据以下公式：
外部电阻分压器作为如图5所示，允许远程电压感应。
运行/软启动功能
RUN/SS管脚是一个两用管脚，它提供软启动功能和关闭LTC1435的方法。
软启动通过逐渐减少来自车辆识别号的浪涌电流增加内部电流限制。也可以使用该引脚完成电源淬火。内部3微安电流源向外部充电电容器CSS。当RUN/SS上的电压达到1.3V时LTC1435开始工作。作为RUN/SS上的电压继续从1.3V上升到2.4V，内部电流极限也按线性比例递增。这个电流限制从大约50mV/RSENSE开始（在VRUN/SS=1.3V）并以150mV/RSENSE（VRUN/SS>2.7伏）。因此，输出电流缓慢上升，充电输出电容器。如果RUN/SS一直被拉在大约500ms/μF，然后再增加500ms/μF以达到全电流。
tDELAY=5（105）CSS秒将RUN/SS引脚拉到1.3V以下，将LTC1435插入低静态电流关机（IQ<25微安）。这个别针可以直接从逻辑驱动，如图6所示。图6中的二极管D1减少了启动延迟，但允许CSS为软启动函数缓慢增加；这个如果不需要软启动，可以删除二极管和CSS。RUN/SS引脚有一个内部6V齐纳钳（见功能图）。
应用程序信息
折叠限流
如功率MOSFET和D1选择中所述任何一个MOSFET的最坏耗散都发生在当同步MOSFET几乎连续地执行当前限制值。在大多数应用不会导致过热，即使是长时间的故障间隔。但是，当加热时下沉是一个溢价或更高的RDS（ON）mosfet是在使用时，应在根据故障的严重程度按比例降低电流。通过增加二极管实现折叠限流输出和第i个管脚之间的DFB，如功能图。在很短的时间内（VOUT=0V）电流将减少到最大输出电流。这种技术可用于所有输出电压为1.8V或更大的。
SFB引脚操作
当SFB引脚低于其参考接地时1.19V阈值，强制连续模式运行。在连续模式下，无论主开关上的负载如何，都使用大型N通道主开关和同步开关输出。除了提供逻辑输入以强制连续同步操作，SFB引脚提供调节反激绕组输出。连续同步运行允许从辅助绕组中抽取功率，而不考虑一次输出负载。根据反激绕组的需要，SFB引脚提供了一种强制连续同步运行的方法。次级输出电压由变压器和一对外部电阻器返回到SFB引脚，如图4a所示图4a中的二次调节电压VSEC由以下公式给出：
效率考虑
开关调节器的效率等于输出功率除以输入功率乘以100%。它是通常用于分析个人损失以确定正在限制效率，以及哪些变化会产生最大的进步。效率可以表示为：效率=100%–（L1+L2+L3+…）其中L1、L2等为个别损失的百分比输入功率。尽管电路中的所有耗散元件都会产生损失，四个主要来源通常占LTC1435电路中的损耗。LTC1435车辆识别号电流，INTVCC电流、I2R损耗和上部MOSFET过渡损耗。
1.车辆识别号电流是不包括MOSFET驱动器的电气特性控制电流。车辆识别号电流导致（小于1%）损失随车辆识别号的增加而增加。
2.INTVCC电流是MOSFET驱动器和控制电流。MOSFET驱动电流结果从开关电源的栅极电容莫斯费特。每次MOSFET栅极从从低到高再到低，一包电荷dQ移动从INTVCC到地面。产生的dQ/dt是一个电流在INT VCC之外，它通常比控制电路电流。在连续模式下，IGATECHG=f（QT+QB），其中QT和QB是门上部和底部mosfet的电荷。通过从输出源为EXTVCC供电，驾驶员和控制电流将按占空比/效率。例如，在20伏到5伏的电压下应用时，10毫安的INTVCC电流可产生大约3毫安的VIN电流。这样就减少了中电流10%或以上的损失（如果驱动程序已通电直接从车辆识别号）到只有百分之几。
3.I2R损耗由MOSFET，电感和电流分流器。连续的平均输出电流流过L和但被“砍”在主舱上部MOSFET和同步MOSFET。如果两个人mosfet的RDS（ON）大致相同，那么一个MOSFET的电阻可以简单地相加用L和RSENSE的电阻获得I2R损失。例如，如果每个RDS（开）=0.05Ω，RL=0.15Ω，RSENSE=0.05Ω，则总计电阻为0.25Ω。这导致损失范围输出电流从3%增加到10%0.5A至2A。I2R损耗导致效率下降高输出电流。
4.过渡损耗仅适用于上部MOSFET，只有在高输入电压下工作时（通常为20V或更高）。过渡损耗可从以下方面估算：转换损耗=2.5（车辆识别号）1.85（最大值）（CRSS）（f）其他损失，包括CIN和COUT ESR损耗损耗，死时间内肖特基传导损耗，和电感铁心损耗，一般占比较少超过2%的额外损失。
检查瞬态响应
调节器回路的响应可以通过查看负载瞬态响应。开关调节器对直流（电阻）负载的阶跃响应的几个周期当前。当负载阶跃发生时，VOUT立即移动相当于（∏ILOAD）（ESR）的量，其中ESR是有效串联电阻。ΔILOAD也开始充电或放电产生反馈错误信号。然后调节器回路动作，使输出返回它的稳态值。在此恢复期间，您可以监测是否存在会导致稳定性问题的超调或响铃。第i个外部组件如图1所示，电路将为大多数应用提供足够的补偿。第二，更严重的瞬变是由接通引起的带有大（>1μF）电源旁路电容器的负载。这个放电旁路电容器有效地与COUT并联，导致VOUT快速下降。无调节器如果负载开关电阻低，驱动快。这个唯一的解决办法是限制开关驱动器的上升时间负荷上升时间限制在（25）（克洛德）。因此，10μF电容器需要250μs上升时间，充电电流限制在200毫安左右。
汽车方面的考虑：插入点烟器随着电池驱动设备的移动，有一个自然的有兴趣插入点烟器以便在操作过程中保存电池组，甚至给电池组充电。但在连接之前，请注意：您正在插入来自地狱的补给。汽车的主电池线是许多令人讨厌的潜在瞬变源，包括甩负荷、倒电池和双电池。卸载是由于蓄电池电缆松动造成的。当电缆断开连接，交流发电机磁场崩溃会引起高达60V的正尖峰电压衰变几百毫秒。反向电池正如它所说，而双电池是拖车操作员发现24伏跨接起动曲柄冷发动机超过12伏。图7所示的网络是保护DC/DC转换器免受汽车电池线的损坏。串联二极管防止反向电池期间电流流动，当瞬态抑制器钳制输入电压时卸载期间。注意瞬态抑制器不应在双电池运行期间进行，但必须仍然将输入电压限制在转换器。尽管LT1435有一个最大的输入电压36V，大多数应用限制在30V通过MOSFET BVDSS
应用程序信息
设计实例
作为设计示例，假设车辆识别号=12V（标称），车辆识别号=22V（最大），VOUT=3.3V，IMAX=3A，f=250kHz，RSENSECOSC可以立即计算：RSENSE=100毫伏/3A=0.033欧姆COSC=1.37（104）/250–11=43磅力参考图3，10μH感应器位于推荐范围。检查纹波电流使用以下公式：
上部MOSFET的功耗可以是容易估计。选择Siliconix Si4412DY结果输入：RDS（开）=0.042Ω，CRSS=100pF。最大输入时电压T（估计值）=50°C：
最严格的同步要求N沟道MOSFET发生在VOUT=0时（即短电路）。在这种情况下，最坏的耗散上升到：
当0.033Ω感应电阻ISC（平均值）=4A时，提高Si4412DY的功耗至950mW温度105°C。CIN选择的均方根电流额定值至少为1.5A温度。选择COUT时，低ESR为0.03Ω输出纹波。连续模式下的输出纹波为最高输入电压。输出电压
ESR引起的纹波约为：VORIPPLE=RESR（∏IL）=0.03Ω（1.112A）=34mVP-P
PC板布局检查表当布置印刷电路板时应使用检查表确保LTC1435。这些项目在图8的布局图。在布局：
1.信号和电源接地是否隔离？LTC1435信号接地引脚必须返回（–）板是的。电源接地连接到底部N沟道MOSFET，肖特基阳极二极管和CIN的（–）板，其长度应与导线长度尽可能长。
2.VOSENSE引脚是否直接连接到反馈电阻？电阻分压器R1、R2必须连接在COUT的正极板和信号接地之间。100pF电容器应尽可能接近LTC1435。
3.SENSE和SENSE+导线是否与最小PC跟踪间隔？滤波电容器应在传感器+和传感器之间-应尽可能接近可用于LTC1435。
4.CIN的正极板是否连接到尽可能靠近上部的MOSFET？该电容器为MOSFET提供交流电流。
5.INTVCC去耦电容器是否紧密连接在INTVCC和电源接地引脚之间？这个电容器携带MOSFET驱动峰值电流。
6.使交换节点SW远离敏感的小信号节点。理想情况下，应放置交换机节点在离LTC1435最远的地方。
7.SGND应专用于COSC、ITH、VOSENSE和SFB引脚上的外部组件接地。
