特征
非常高效：95%以上的可能性
宽的车辆识别号范围：3.5伏*至16伏
电流模式运行，以实现卓越的线路和负载
瞬态响应
一直保持高效率
输出电流
轻负载时低160微安待机电流
逻辑控制微功率关闭：IQ<20μA
短路保护
极低辍学率操作：100%占空比
在少量板空间内高效
在停机时，输出可在外部保持较高
提供8针SO封装
笔记本电脑和掌上电脑
便携式仪器
电池驱动的数字设备
蜂窝电话
直流配电系统
GPS系统
描述
LTC®1147系列是降压开关稳压器具有自动突发模式的控制器在低输出电流下保持高效率。这些驱动外部P沟道功率MOSFET的器件使用常数的开关频率超过400kHz提供恒定电流的关时电流模式架构电感中的纹波电流。操作电流水平可通过外部电流感应电阻器。宽输入电源范围允许在3.5V*到14V（最大16V）之间工作。恒定关断时间结构提供了仅受外部MOSFET的RDS（ON）限制的低漏失调节以及电感电阻和电流感测电阻。LTC1147系列具有自动节电功能突发模式操作，在负载电流降到持续运行所需的水平以下操作。待机功率在车辆识别号=10V（输入=0）。突发模式下的负载电流操作通常为0-300毫安。对于需要更高效率的应用程序，请参阅LTC1148数据表和应用说明54。
绝对AXI和速率GS
输入电源电压（引脚1）16V至-0.3V
连续输出电流（引脚8）50毫安
感应电压（引脚4、5）
车辆识别号≥12.7伏 13伏至-0.3伏
车辆识别号<12.7伏（车辆识别号+0.3V）至-0.3V
工作环境温度范围
LTC1147C 0°C至70°C
LTC1147I –40°C至85°C
扩展商业
温度范围（注4）–40°C至85°C
结温（注1）125摄氏度
储存温度范围 –65°C至150°C
铅温度（焊接，10秒）300摄氏度
电气特性TA=25°C，VIN=10V，VSHDN=0V，除非另有说明
电气特性TA=25°C，VIN=10V，VSHDN=0V，除非另有说明
表示适用于全部规定的规范温度范围。
注1:TJ根据环境温度TA和功率计算
根据以下公式计算耗散PD：
LTC1147CN8-3.3/LTC1147CN8-5:TJ=TA+（PD）（110°C/W）
LTC1147LIS/LTC1147IS8/LTC1147LCS/
LTC1147CS8-3.3/LTC1147CS8-5:TJ=TA+（PD）（150°C/W）
注2：由于栅极电荷以开关频率传送。请参阅应用程序信息。
注3：在将RSENSE置于地电位的应用中，关断时间增加约40%。
注4:LTC1147C保证满足0°C至70°C，其设计、特征和预期满足这些要求扩展温度限制，但未在-40°C和85°C下进行试验LTC1147I保证满足扩展温度限制。
注5:LTC1147L/LTC1147L-3.3允许操作至车辆识别号=3.5V。
注6:LTC1147L通过外部反馈电阻进行测试在2.5V的额定输出电压下。
典型性能特征
车辆识别号（针脚1）：主电源针脚。必须紧密分离接地引脚7。
CT（引脚2）：从引脚2到接地装置的外部电容CT工作频率。实际频率也是取决于输入电压。
ITH（引脚3）：增益放大器解耦点。电流比较器阈值随引脚3电压的增加而增加。
传感器–（引脚4）：连接到内部电阻分压器设定输出电压。引脚4也是电流比较器。
SENSE+（引脚5）：电流比较器的正极输入。销4和5之间的内置偏移量与RSENSE设置当前跳闸阈值。
SHDN/VFB（引脚6）：接地时，固定输出LTC1147系列的版本运行正常。牵引引脚6高保持P沟道MOSFET关闭和LTC1147处于微功率关闭模式。需要CMOStr，tf<1微秒的逻辑信号。不要使该引脚浮动。在LTC1147L上，该引脚用作来自用于设置输出电压的外部电阻分压器。
接地（引脚7）：必须有两条独立的接地线分别路由到：1）COUT的（–）终端，和2）COUT的肖特基二极管的阴极和CIN的（–）端。
P驱动（引脚8）：P通道的大电流驱动MOSFET。此针脚处的电压摆动是从车辆识别号到接地的。
操作（参考功能图）
LTC1147系列使用电流模式、恒定断开时间结构来切换外部P通道电源MOSFET。工作频率由CT（引脚2）处的外部电容器设置。输出电压由内部分压器感测连接到SENSE–（引脚4）。电压比较器V，和增益块G，将分割的输出电压与参考电压为1.25V。为了优化效率LTC1147系列自动切换两种模式连续的，连续的。当设备处于工作状态时，电压比较器是主要控制元件突发模式操作，而增益块控制连续模式下的输出电压。
在连续模式下的开关“打开”循环中，电流比较器C监控引脚4和5之间的电压通过与感应器。当分流器上的电压达到阈值，PDRIVE输出切换到VIN，关闭P沟道MOSFET。定时电容器连接到插脚2现在允许以一定的速率放电由关闭时间控制器确定。放电电流与输出电压成正比（测量通过引脚4）对电感电流进行建模，电感电流在与输出电压成比例的速率。当定时电容器上的电压放电时通过VTH1，比较器T跳闸，设置触发器。这个使P通道的PDRIVE输出变低MOSFET又开了。然后循环重复。随着负载电流的增加，输出电压略有下降。这导致增益级的输出（引脚3）增加电流比较器阈值，因此跟踪负载电流。
突发模式操作的事件序列非常类似于中断循环的连续操作通过电压比较器。当输出电压为或高于所需的调节值，P沟道MOS FET由比较器V和定时电容保持继续在VTH1以下放电。当时间电容放电经过电压比较器VTH2跳闸，导致内部睡眠线变低。当功率MOS FET关闭时，电路现在进入休眠模式。在睡眠模式下，大部分电路是关闭，将静态电流从1.6毫安降至160微安。负载电流现在由输出电容器。当输出电压下降比较器V中的滞后量，P通道MOSFET再次打开，这个过程重复。避免电流回路的运行干扰突发模式操作，内置偏置VOS在增益阶段。这样可以防止电流比较器从增加到输出电压的阈值低于最低阈值。采用恒定关断时间结构，工作频率是输入电压的函数。使频率变化随着退出接近，关闭时间当车辆识别号下降时，控制器增加放电电流低于VOUT+1.5V。P沟道MOSFET持续开启（100%占空比），提供低VOUT≈VIN的退出操作
LTC1147L可调应用当需要3.3V或5V以外的输出电压时，LTC1147L可调版本与外部从VOUT到VFB的电阻分压器（引脚6）（见图7）。调节电压由以下因素决定：
为防止杂散拾波，建议使用100pF电容器穿过靠近LTC1147L的R1。对于图1中VOUT低于2V的应用，或当RSENSE被移到地上，电流感应比较器输入在地面附近工作。当电流比较器在低于2V的共模下运行，关闭时间增加大约40%，需要使用较小的定时电容CT。
基本的LTC1147应用电路如图所示
1.外部组件选择由负载驱动从选择资源开始。一次我们知道，可以选择CT和L。接下来，权力选择MOSFET和D1。最后，CIN和COUT选择并补偿回路。显示的电路在图1中，可以配置为最多一个输入的操作电压16V。如果应用需要更高的输入电压，则同步切换的LTC1149应被利用。有关较低的最低输入电压，请咨询工厂版本。
输出电流选择
根据所需的输出电流选择RSENSE。LTC1147系列电流比较器有一个从最小25毫伏开始的阈值范围/RSENSE最大150mV/RSENSE。电流比较器阈值设置感应器的峰值纹波电流，产生最大输出电流IMAX等于峰值减去峰间纹波的一半当前。对于正确的突发模式操作，iriple（P-P）必须小于或等于最小电流比较器阈值。由于效率通常随纹波电流而增加，假设最大允许纹波电流，即：IRIPLE（P-P）=25mV/RSENSE（见CT和L选择工作频率）。为RSENSE求解并允许LTC1147系列和外部成分值产生：
选择RSENSE与最大输出的图电流如图2所示。在突发模式下工作的负载电流起始值、IBURST和峰值短路电流ISC（PK），双轨IMAX。一旦塞森被选中，IBURST和ISC（PK）可以通过以下公式预测
LTC1147系列在短路，使电感器有足够的时间开关周期之间衰减的电流。结果纹波电流导致平均短路电流ISC（平均值）降低到大约IMAX。
工作频率的L和CT选择LTC1147系列采用恒定关闭时间体系结构由外部定时电容CT确定tOFF。每次P沟道MOSFET开关打开时CT上的电压在关闭时间，CT由与VOUT成比例的电流放电。CT上的电压类似于电感L中的电流，同样以一定速率衰减与你成比例。因此电感值必须跟踪定时电容值。CT值是根据所需的连续性计算得出的模式工作频率：
其中VD是肖特基二极管的压降。选择CT与频率的关系图，包括输入电压的影响如图3所示。随着工作频率的增加，栅极电荷损失将降低效率（见效率考虑）。工作频率的完整表达式
VREG是所需的输出电压（即5V、3.3V）。你是测量的输出电压。因此，VREG/VOUT=1英寸监管。注意，随着车辆识别号（VIN）的降低，频率降低。当输入输出电压差下降时低于1.5V时，LTC1147通过增加电流互感器中的放电电流。这样可以防止在辍学前听到操作声。一旦CT设定了频率，感应器L必须选择提供不超过25 mV/RSENSE峰间电感纹波电流。这将导致最低要求电感值：最小值=（5.1）（105）（RSENSE）（CT）（VREG）当电感值从最小值增加时值，输出电容器的ESR要求以牺牲效率为代价而放松。如果太小使用电感器时，电感器电流将变为在LTC1147系列进入突发之前不连续模式操作。其结果是LTC1147串联将延迟进入突发模式操作，低电流时效率将降低。
电感磁芯选择
一旦知道L的最小值，则必须选择感应器。最高效率将是使用铁氧体获得，Kool MμxAE（来自Magnetics，Inc.）或钼合金（MPP）磁芯。低成本铁粉核心提供适当的性能，但通过3%到5%。实际堆芯损耗与堆芯尺寸无关一个固定的电感值，但它非常依赖于选择的电感值。随着电感的增加，磁芯损耗也随之增加向下。不幸的是，增加电感需要更多电线的匝数，因此铜的损耗会增加。铁氧体设计具有很低的磁芯损耗，因此设计目标可集中于铜损耗和防止饱和。铁氧体磁芯材料饱和“硬”，这意味着当峰值设计时电感突然崩溃超过电流。这导致电感纹波电流与输出电压可能导致突发模式操作的波纹在LTC1147中错误触发。不允许核心饱和Kool Mμ是一种非常好的低损耗环形磁芯材料具有“软”饱和特性。钼合金是在高（>200kHz）频率切换时效率略高，但成本更高。圆环体非常节省空间，特别是当您可以使用层层电线。因为他们通常缺少线轴，安装更困难。然而，新的设计表面安装可从Coiltronics、Sumida和贝克曼工业公司不增加高度明显。功率MOSFET的选择必须选择外部P沟道功率MOSFET用于LTC1147系列。主要选择功率MOSFET的标准是阈值电压VGS（TH）和“on”电阻RDS（on）。最小输入电压决定了标准阈值或逻辑电平阈值MOSFET必须是
使用。对于VIN>8V，标准阈值MOSFET（VGS（TH））<4V）可使用。如果车辆识别号预计降至8伏以下，逻辑电平阈值MOSFET（VGS（TH）<2.5V）为强烈推荐。当逻辑级MOSFET是使用时，LTC1147电源电压必须小于MOSFET的绝对最大VGS额定值。最大输出电流IMAX决定RDS（开）功率MOSFET的要求。当LTC1147系列以连续模式运行，简化假设MOSFET或肖特基二极管总是传导平均负载当前。MOSFET和二极管的占空比为：P-Ch占空比=VOUT车辆识别号肖特基二极管占空比=（VIN–VOUT+VD）车辆识别号从占空比看MOSFET所需的RDS（开）可以导出：P-Ch RDS（开）=（车辆识别号）（P P）（VOUT）（IMAX2）（1+δP）其中PP是允许的功耗，δP是RDS的温度依赖性（开）。PP将根据效率和/或热需求确定（见效率考虑）。（1+δ）通常用于以标准化RDS（ON）与温度关系曲线形式存在的MOSFET，但δ=0.007/℃可作为低压MOSFET的近似值。
输出二极管选择（D1）
图1中所示的肖特基二极管D1仅传导在休息时间。必须充分说明二极管峰值电流和平均功耗不超过二极管额定值。输出二极管的最大压力条件是短路（VOUT=0V）。在这种情况下，二极管必须在接近100%工作循环时安全地处理ISC（PK）。在正常负载条件下，二极管的平均电流为：
记住保持导线长度短，并注意接地（参见电路板布局检查表）以避免响铃增加了消耗。二极管中允许的正向电压降由最大短路电流计算：
其中，PD是允许的功耗，并且由效率和/或热要求决定（见效率考虑）。CIN和COUT选择在连续模式下，P通道的源电流MOSFET是占空比VOUT/VIN的方波。到为了防止出现大的电压瞬变，必须使用适合最大均方根电流的低ESR输入电容器。这个最大均方根电容电流由以下公式给出：
这个公式在VIN=2VOUT时有一个最大值，其中IRMS=IOUT/2。这种简单的最坏情况通常用于设计，因为即使是重要的设备也不能提供多少缓解。注意电容器制造商的纹波电流额定值通常基于只有2000小时的生命。这使得进一步降低电容器的额定值，或选择额定值为高于要求的温度。几个电容器也可以并联以满足设计中的尺寸或高度要求。如果有任何问题。额外的0.1μF至1μF陶瓷车辆识别号（针脚1）上还需要去耦电容器高频解耦。COUT的选择是由所需的有效串联电阻（ESR）。COUT的ESR必须小于超过正常操作的RSENSE值的两倍LTC1147型：不能要求ESR<2感测
通过使ESR等于去塞森。当血沉增加到2级时效率下降不到1%。如果血沉更大输出电容上的电压纹波将过早触发突发模式操作，导致连续模式的中断和可以是百分之几。尼希康和联合化学公司等制造商应考虑用于高性能电容器。可用的OS-CON半导体介质电容器三洋的ESR/粒径比是所有铝中最低的电解的价格稍高。一旦血沉已满足COUT的要求，RMS电流评级通常远远超过IRIPLE（P-P）的要求。在表面贴装应用中，多个电容器可以必须并联以满足电容、ESR或RMS应用程序的当前处理要求。铝电解和干钽电容器都是提供表面安装配置。在这种情况下钽，电容器进行浪涌测试是很重要的用于开关电源。很好的选择是AVX TPS系列表面贴装钽，适用于2毫米到4毫米的高度范围。为了例如，如果在应用中需要200μF/10V要求3mm高，两个AVX 100μF/10V（P/N TPSD107K010）可以使用。咨询制造商其他具体建议。在低电源电压下，COUT的最小电容为需要防止异常低频操作
模式（见图4）。当COUT太小时低频输出纹波将大到足以跳闸电压比较器。当LTC1147系列通常处于连续运行状态。影响最大以较低的RSENSE值发音，并可通过在较低频率下工作来证明L值。输出始终处于调节状态。
检查瞬态响应
调节器回路的响应可以通过查看在负载瞬态响应下。开关调节器对直流电（电阻）中的一步进行几个周期的响应负载电流。当加载步进发生时，VOUT按等于∏ILOAD（ESR）的量，其中ESR是COUT的有效串联电阻。ΔILOAD也开始充电或放电，直到调节回路适应对当前的变化和回报状态值。在此恢复期间，您可以监测是否存在可能导致稳定性问题的超调或响铃。显示的外部组件在图1中，电路将证明有足够的补偿对于大多数应用程序。第二，更严重的瞬变是由开关引起的在带有大（>1μF）电源旁路电容器的负载中。这个放电旁路电容器有效地与COUT并联，导致VOUT快速下降。无调节器如果负载开关电阻低，驱动快。这个唯一的解决办法是限制开关驱动器的上升时间负荷上升时间限制在（25）克隆。因此，10μF电容器需要250μs上升时间，充电电流限制在200毫安左右。
效率考虑
开关调节器的效率百分比等于输出功率除以输入功率乘以100%。分析个人损失来确定什么限制了效率，什么改变会做出最大的改进。效率百分比可以是表示为：%效率=100%–（L1+L2+L3+…）
其中，L1、L2等为输入功率的百分比。（仅适用于小型高效电路错误是以百分比表示损失而产生的输出功率。）尽管电路中的所有耗散元件都会产生损失，四个主要来源通常占LTC1147电路中的损耗：1）LTC1147直流偏置电流，2） MOSFET栅电荷电流，3）I2R损失，和4）肖特基二极管的电压降。
1.直流电源电流是流入VIN（引脚1）减去栅极充电电流。对于车辆识别号=10VLTC1147系列直流电源电流为160微安负载，并随负载成比例增加LTC1147系列进入后的恒定值1.6mA连续模式。因为直流偏置电流从车辆识别号中提取，由此产生的损失随着输入电压。对于VIN=10V，直流偏置损耗为负载电流大于30mA时，一般小于1%。然而，在非常低的负载电流下，直流偏置电流几乎是所有损失的原因。
2.开关产生的MOSFET栅电荷电流功率MOSFET的栅电容。每次MOSFET栅极从低到高再到低同样，一包电荷dQ从VIN移动到地面。产生的dQ/dt是车辆识别号（VIN）之外的电流通常比直流电源大得多当前。在连续模式下，IGATECHG=f（QP）。这个0.135ΩP通道电源的典型栅极充电MOSFET是40nC。这导致igatech=4mA in100kHz连续运行，典型值为2%至3%车辆识别号=10V时的中电流损耗。注意，栅极电荷损耗随输入电压和工作频率。这是高效率电路的主要原因以中等频率工作。此外，它反对使用比必要时更大的MOSFET控制I2R损失，
3.从MOSFET、电感和电流分流器的直流电阻很容易预测R损耗。在连续模式平均输出电流通过L和RSENSE，但是在P通道和肖特基二极管。MOSFET RDS（开）乘以P通道占空比可以求和用L和RSENSE的电阻获得I2R损失。例如，如果RDS（开）=0.1Ω，RL=0.15Ω，RSENSE=0.05Ω，则总电阻为0.3Ω在VIN≈2VOUT时。这将导致3%的损失当输出电流从0.5A增加到10%时2A.I2R损耗导致效率在较高时下降输出电流。
4.肖特基二极管是高电流，在高输入电压下变得更糟。二极管损耗是通过乘以正向压降乘以肖特基二极管占空比乘以负载电流。例如，假设肖特基二极管正向时占空比为50%电压降为0.4V，损耗从0.5%增加到当负载电流从0.5A增加到2A时为8%。图5显示了一个典型的LTC1147系列调节器最终被分配。门电荷损失是造成中电流区的效率损失。如果爆发在低电流下不采用模式操作，光是栅极电荷损耗就可以使降至不可接受的水平。对于突发模式操作，直流电源电流表示不可避免的）继续当输出电流为减少。如预期，I2R损耗和肖特基在高负载电流下，二极管损耗占主导地位。
其他损失包括CIN和COUT ESR耗散损耗、MOSFET开关损耗和电感铁心损耗，一般占额外损失总额的不到2%。设计实例作为一个设计示例，假设VIN=5V（标称），VOUT=3.3V，IMAX=1A，f=130kHz；RSENSE、CT和L can
立即计算：RSENSE=100mV/1A=0.1ΩtOFF=（1/130kHz）[1–（3.3/5）]=2.61微秒CT=2.61微秒/（1.3）（104）=220pFL=（5.1）（105）（0.1Ω）（220pF）（3.3V）=33微小时假设MOSFET的损耗被限制在PP=250兆瓦。如果TA=50°C，且MOSFET的热阻为50°C/W，则结温为63°CδP=0.007（63–25）=0.27。所需的RDS（开）
现在可以计算MOSFET：P-Ch RDS（开）=5（0.25）3.3（1）2（1.27）=0.3ΩSi9430DY可以满足P通道的要求。请注意，对Schottky的最严格要求二极管的VOUT=0（即短路）。在持续短路，最坏的肖特基二极管
耗散上升到：PD=ISC（平均值）（VD）当0.1Ω感应电阻ISC（平均值）=1A时，将0.4V肖特基二极管的损耗增加到0.4W。、CIN要求额定电流至少为0.5A温度和COUT将需要0.1Ω的ESR最佳效率。现在允许车辆识别号降至其最小值。低输入工作频率将降低的电压和P-channel将在大部分时间执行，导致功率耗散增加。在车辆识别号（MIN）=4.5伏时频率将降低，P通道将在大部分时间内持续，导致其功率损耗增加。在车辆识别号（MIN）=4.5伏时：
最后一步是确保P通道的耗散和结温为未超过。故障排除提示由于效率对LTC1147系列应用至关重要，确认电路是否正常工作非常重要在连续模式和突发模式下都正确。要监视的波形是正时上的电压电容器引脚2。在连续模式下（ILOAD>i首先），CT上的电压销钉应为锯齿形，摆动速度为0.9VP-P。这个电压不得低于图6a所示的2V。当负载电流低时（ILOAD<IBURST）突发模式操作发生。CT引脚上的电压现在降到如图6b所示，在这次LTC1147系列处于休眠模式静态电流降低到160微安。感应器的电流也应该被监控。期待确认峰间纹波电流连续模式操作与突发模式大致相同模式操作。
如果观察到针脚2在高输出时掉落到地上电流，表示解耦不良或接地不当。请参阅电路板布局检查表。
电路板布局检查表
当布置印刷电路板时应使用检查表确保LTC1147系列。这些项目也在图7的布局图中以图形方式进行了说明。检查以下各项
在布局中：
1.信号和电源接地是否隔离？这个LTC1147接地（引脚7）必须单独返回a）电源和b）信号接地。电源接地（a） 返回肖特基二极管的源极CIN板，应该有铅的长度越短越好。信号接地（b）连接里。
2.LTC1147是否感应（引脚4）连接到一个点靠近RSENSE和COUT的阳性板？
3.SENSE和SENSE+导线是否与最小PC跟踪间隔？1000pF电容器插脚4和5之间应尽可能靠近LTC1147。
4.CIN的正极板是否连接到尽可能靠近P沟道MOSFET？该电容器为P沟道MOSFET提供交流电流。
5.输入去耦电容器（0.1μF/1μF）是否紧密连接在车辆识别号（针脚1）和接地（针脚7）之间？这个电容器携带MOSFET驱动器的峰值电流。
6.在固定输出版本上，SHDN（Pin 6）是否处于活动状态在正常操作中被拉到地面？引脚是高阻抗的，不能浮动。
