特征
*双N通道设计
*超过1MHz运行
*100ns瞬态响应
*5位DAC
*向后兼容可调CS5120/5121
*30ns门上升/下降时间
*1%DAC精度
*5V和12V操作
*远程感知
*可编程软启动
*无损短路保护
*VCC监视器
*25ns场效应管非重叠时间
*V2TM控制拓扑
*电流共享
*过电压保护
说明
CS5157H是一个5位同步双N通道降压控制器。它的设计目的是为当今要求高密度、高速逻辑提供不受干扰的瞬态响应。调节器使用专有的控制方法进行操作，该方法允许负载的响应时间为100ns瞬变CS5157H设计用于在4.25-20V范围（VCC）内工作，使用12V为IC供电，5V或12Vas为转换器的主电源。
CS5157H是专门为奔腾II处理器和其他高性能核心逻辑而设计的。它包括以下功能：车载、5位DAC、短路保护、1.0%输出公差、VCC监视器和pro可编程软启动功能。CS5157H有16针表面安装。
应用程序关系图
核心逻辑开关电源-奔腾II处理器
程序包选项
方块图
V2控制方法商标
V2TM控制方法使用由输出电容器的ESR产生的斜坡信号。这个斜坡与通过主电感器的交流电流成正比，并且被直流输出电压的值所抵消。由于斜坡信号是由输出电压本身产生的，因此该控制方案固有地补偿了线路或负载条件的变化。这种控制方案不同于传统的技术，如电压模式产生人工斜坡，电流模式产生电感电流斜坡。
图1显示了v2TM控制方法。输出电压用于产生误差信号和斜坡信号。由于斜坡信号仅仅是输出电压，因此它受到输出中任何变化的影响，而不管该变化的来源如何。斜坡信号还包含输出电压的直流部分，它允许控制电路根据需要驱动主开关至0%或100%占空比。
线路电压的变化会改变电感中的电流斜坡，从而影响斜坡信号，从而导致V2TM控制方案补偿占空比。由于电感电流的变化会改变斜坡信号，因此在电流模式控制中，V2TM控制方案在线路瞬态响应方面具有相同的优势。
负载电流的变化会影响输出电压，从而改变斜坡信号。加载步骤立即改变比较器输出的状态，比较器输出控制主开关。负载瞬态响应仅由比较器响应时间和主开关的转换速度决定。与传统控制方法一样，输出负载阶跃的反应时间与误差信号环的交叉频率无关。
由于瞬态响应由斜坡信号环路处理，因此误差信号环路可以具有较低的交叉频率。这种“慢”反馈回路的主要目的是提供直流精度。噪声抗扰度显著提高，因为误差放大器带宽可以在低频率下滚降。增强的噪声抗扰度提高了对输出电压的遥感，因为与长反馈轨迹相关的噪声可以有效地过滤。由于有两个独立的电压回路，线路和负载调节得到了极大的改善。电压模式控制器依靠误差信号的变化来补偿线路或负载电压的偏差。误差信号的这种变化导致输出电压相应于误差放大器的增益变化，通常被指定为线路和负载调节。电流模式控制器在线路电压偏差下保持固定的误差信号，因为斜坡信号的斜率变化，但仍然依赖于误差信号的变化来获得负载偏差。由于斜坡信号同时受线路和负载的影响，V2TM控制方法对线路和负载的变化都保持固定的误差信号。
恒定关闭时间
为了使瞬态响应最大化，CS5157H采用恒定关闭时间方法来控制输出脉冲的速率。在正常运行期间，高压侧开关的断开时间在由COFF电容器设定的固定时间后终止。为了保持调节，V2TM控制回路改变接通时间。PWM比较器监测输出电压斜坡，并终止开关接通时间。
恒定的关机时间提供了许多优点。在响应瞬态条件时，开关占空比可以在脉冲基础上从0%调整到100%。0%和100%占空比操作都可以在响应负载或线路瞬变的情况下长时间保持。避免了高占空比下的次谐波振荡。接通时间由内部25微秒计时器限制，将对电源组件的压力降至最低。
可编程输出
CS5157H设计用于提供两种编程电源输出电压的方法。一个五位的板载数模转换器（DAC）被用来在两个不同的范围内编程输出电压。第一个量程为2.10V至3.50V（以100mV为步进），第二个量程为1.30V至2.05V（以50mV为步进），具体取决于数字输入码。如果所有五位都保持打开，CS5157H进入调整模式。在调整模式下，设计者可以选择任何输出电压通过使用电阻分频器反馈到VFB和VFB引脚，在传统的控制器。
启动
在VCC1电源引脚上的电压超过3.9V监视器阈值之前，软启动和栅极引脚保持在低位。故障锁存器复位（无故障条件）。误差放大器（COMP）的输出被比较器钳位拉高到1V。当VCC1引脚超过监视器阈值时，网关输出被激活，软启动电容器开始充电。网关输出将保持开启，启用NFET开关，直到由PWM比较器或最大开启时间计时器终止。
如果在调节器输出电压达到1V电平之前超过最大开启时间，则脉冲终止。在延长的关闭时间内，GateH pin驱动低，GateL pin驱动高。此时间由超时计时器设置，大约等于最大开启时间，从而产生50%的占空比。然后GateL pin将低驱动，GateH pin将高驱动，循环重复。
当调节器输出电压达到COMP pin处的1V电平时，调节已实现，并将确保正常关闭时间。PWM比较器终止开关接通时间，关闭时间由COFF电容器设置。V2TM控制回路将根据需要调整开关占空比，以确保调节器输出电压跟踪误差放大器的输出。
软启动和补偿电容器将充电至其最终水平，提供调节器输出的受控开启。调节器开启时间由补偿电容充电到其最终值决定。它的电压受软启动COMP钳位和软启动引脚上的电压限制（见图2和3）。
如果输入电压迅速上升，或者调节器输出在外部启用，输出电压将更快地增加到误差放大器输出设置的水平，通常在几个周期内（见图4）。
正常运行
正常运行时，关断时间恒定，由COFF电容器设定。接通时间由V2TM控制回路调节，以保持调节。这导致调节器的开关频率、占空比和输出纹波随着负载和线路的变化而变化。输出电压纹波将由输入输出电容器ESR的电感纹波电流决定（见图5和6）
瞬态响应
CS5157H V2TM控制回路的100ns反应时间为输入电压或输出电流的变化提供了前所未有的瞬态响应。提供占空比的逐脉冲调整，以快速将电感电流提升至所需水平。由于电感电流不能瞬间改变，在转换电感电流所需的时间内，由输出电容维持调节。
为了获得最佳的瞬态响应，通常使用多个高频和大容量输出电容器的组合。
如果在响应负载电流突然增加时超过最大开启时间，则会发生正常关闭时间，以防止输出电感饱和。
保护和监控功能
VCC1监视器
为了保持可预测的启动和关闭特性，内部VCC1监控电路用于防止部件在3.75V最小启动电压以下运行。VCC1监视器比较器提供滞后并保证3.70V的最小关闭阈值。
短路保护
提供了一种无损耗的hiccup模式短路保护特性，只需软启动电容器即可实现。如果发生短路情况（VFFB<1V），VFFB低比较器设置故障锁存。这会导致顶部的MOSFET关闭，将稳压器与输入电压断开。然后，软启动电容器由2μa电流源缓慢放电，直到其达到低于0.7V的阈值。然后，调节器将尝试正常重启，在50%占空比的延长关闭时间模式下运行，同时软启动电容器以60微安的充电电流充电。
如果短路情况持续存在，在软启动电容器充电到2.5V阈值之前，调节器输出将不会达到1V低VFFB比较器阈值。如果发生这种情况，循环将重复自身，直到短路被消除。软启动充放电电流比设置脉冲的占空比（2μA/60μA=3.3%），而实际占空比是延长关闭时间模式（1.65%）的一半。
与恒流限位保护相比，这种保护特性对调节器组件、输入电源和PC板轨迹的应力较小（见图10和11）。
如果消除短路条件，输出电压将升高到1V以上，从而阻止设置故障锁存器，从而恢复正常工作。
过电压保护
由于V2TM控制拓扑的正常运行，提供过电压保护（OVP），不需要额外的外部组件。控制回路对100ns内的过电压条件做出响应，导致顶部MOSFET关闭，将调节器与其输入电压断开。然后激活底部的MOSFET，产生一个“撬棒”动作来钳制输出电压并防止损坏负载（见图12和13）。调节器将保持此状态，直到过电压状态停止或输入电压被拉低。低为了实现OVP功能，必须设计好底部FET和板迹。
外部输出使能电路
调节器的开/关控制可以通过添加两个额外的分立元件来实现（见图14）。该电路通过将软启动引脚拉高而VFFB引脚拉低来工作，模拟短路电路状况。
外部电源良好电路
通过使用四个额外的外部组件可以生成可选的功率良好信号（见图15）。功率良好信号的阈值电压可根据以下等式进行调整：
该电路提供一个开路集电极输出，当调节器电压低于V电源良好时，驱动电源良好输出对地。
选择外部组件
CS5157H可以与多种外部电源组件一起使用，以优化特定设计的成本和性能。以下信息可用作一般准则，以协助选择。
NFET功率晶体管
逻辑级和标准mosfet都可以使用。参考设计源于12V电源的栅极驱动，通常在大多数计算机系统中可用，并利用逻辑级mosfet。多个mosfet可以并联以减少损耗，提高效率和热管理。
施加到MOSFET栅极的电压取决于所用的应用电路。上下栅极驱动器输出均规定在低状态下驱动至接地1.5V以内，在高状态下驱动至各自偏置电源2V以内。实际上，由于MOSFET栅极向控制器IC提供的电容性负载引起的过冲，MOSFET栅极将被逐条驱动。对于VCC1=VCC2=12V和5V作为调节器输出电流源的典型应用，提供以下栅极驱动；
MOSFET性能最重要的方面是RDSON，它影响着调节器的效率和MOSFET的热管理要求。
可以估计mosfet所消耗的功率具体如下：
开关MOSFET：
同步MOSFET：
关断时间电容器（COFF）
COFF定时电容器设置调节器关闭时间：
当vfb引脚小于1V时，COFF电容器的充电电流减小。延长的关闭时间可以计算如下：
关闭时间将由TOFF时间或超时计时器（以较长者为准）确定。
上述占空比方程也可用于计算调节器开关频率和选择COFF定时电容器：
其中
同步MOSFET肖特基二极管
肖特基二极管可与同步MOSFET并联放置，以在开关MOSFET关闭时传导电感电流，以提高效率。CS5157H参考电路由于其出色的设计而不使用该设备。相反，同步MOSFET的体二极管被用来降低成本和传导电感电流。对于工作在200kHz左右的设计，低的非重叠时间与肖特基前向恢复时间相结合可能使该设备的优点不值得额外的费用（参见图6，信道2）。同步MOSFET中体二极管导通引起的功耗可以用以下公式估算：功率=Vbd×ILOAD×导通时间×开关频率
其中Vbd=MOSFET体二极管的正向压降。
对于CS5157H演示板，如图6所示；功率=1.6V×13A×100ns×233kHz=0.48W
这仅仅是36.4W的1.3%。
输入输出电容器
必须仔细选择和放置这些组件，以获得最佳结果。应选择电容器，以在输入电源线和调节器输出电压上提供可接受的纹波。输入电容器的关键技术指标是其纹波额定值，而ESR对输出电容器很重要。为了获得最佳的瞬态响应，需要将低值/高频电容器和靠近负载的大容量电容器组合在一起。
输出电感
电感应根据其电感、电流容量和直流电阻进行选择。增大电感值会降低输出电压纹波，但会降低瞬态响应。
热管理
功率mosfet和二极管的热考虑为了保持良好的可靠性，半导体元件的结温应保持在最高150℃或更低。满足此要求所需的热阻抗（与环境的连接）可计算如下：
可将散热器添加到-220组件以降低其热阻抗。一些PC板布局技术，如热通孔和附加铜箔面积，可用于提高表面贴装元件的功率处理能力。
电磁干扰管理
由于大电流在高频下被接通和断开，开关调节器由于其正常工作而产生噪声。当设计符合EMI/EMC法规时，可以添加额外的部件以减少噪声排放。调节器运行不需要这些部件，实验结果可能会使它们被消除。可能不需要输入滤波器电感，因为大容量滤波器和旁路电容器以及板上的其他负载将倾向于减少调节器di/dt对电路板和输入电源的影响。放置电源组件以最小化布线距离也有助于减少排放。
布局指南
1、将12V滤波电容器放在IC旁边，并将电容器接地连接到针脚11（PGnd）。
2、用单独的线迹将针脚11（PGnd）连接到5V输入电容器的接地端子上。
3、将快速反馈滤波电容器放在引脚8（VFFB）旁边，并将其接地端子与单独的宽迹线直接连接到引脚14（LGnd）。
4、将补偿电容器的接地端子直接连接到快速反馈滤波电容器的接地上，以防止共模噪声影响PWM比较器。
5、将输出滤波器电容器尽可能靠近负载，并将接地端子连接到引脚14（LGnd）。
6、使用单独的跟踪（远程检测）将VFB引脚直接连接到负载。
7、在开关MOSFET和同步MOSFET附近放置5V输入电容。
布线栅极驱动信号VGATE（H）（针脚10）和VGATE（L）（使用时针脚12），轨迹宽度至少为0.025英寸。
附加应用电路
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