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此公式不会产生大于1A的值最大负载电流为1.25A，除非输入与输出电压超过5:1。唯一的理由是较大的二极管是高输入的最坏情况电压和过载（未短路）输出。在短路条件下，折叠电流限制将降低二极管电流小于1A，但如果输出过载不低于额定输出电压的1/3，折叠不起作用。在过载情况下，输出电流将增加到1.8A的典型值，由2A的峰值开关电流限值确定VIN=15V，VOUT=4V（5V过载），IOUT=1.8A：
这在短时间内是安全的，但是如果必须允许在这些条件下继续运行，请谨慎地与二极管制造商联系。
升压␣引脚␣注意事项
对于大多数应用，boost组件为0.33μF电容器和1N914或1N4148二极管。阳极是连接到调节输出电压，该发电机在升压电容器上产生的电压几乎相同调节输出。在某些应用中，阳极可以连接到不受调节的输入电压。如果调节输出电压非常低（<3V），或者如果输入电压小于6V.效率不受电容值的影响，但电容器的ESR应小于1Ω，以确保在最低输入电压的最坏情况下完全充电。几乎任何类型的电影或陶瓷电容器工作正常。警告！升压管脚上的峰值电压是未调节的输入电压加上升压电容器。这通常意味着峰值增强引脚电压等于输入电压加上输出电压，但是当升压二极管连接到调节器时输入，峰值升压引脚电压等于输入的两倍电压。确保升压引脚电压不超过最大额定值
对于几乎所有的应用，0.33μF的升压电容器都能工作很好，但出于好奇，我们提供了更多的细节在这里。升压电容器的大小由开关驱动电流要求。在接通时间内，电容器上的漏极电流约为IOUT/50。在峰值负载电流为1.25A，总漏电流为25mA。电容器纹波电压等于接通时间的乘积漏极电流除以电容值；ΔV=（吨）（25毫安/摄氏度）。保持电容器纹波电压小于0.5V（一个略为任意的数字），在最坏的情况下，在tON=4.7μs，电容器需要0.24μF。升压电容器纹波电压不是一个临界值参数，但如果电容器上的最小电压降至3V以下，则电源开关可能不会完全饱和，效率会下降。近似值绝对最小电容值的公式为：
f=开关频率
VOUT=调节输出电压
VIN=最小输入电压
这个公式可以得到的电容值要少得多大于0.24μF，但应小心使用，因为不考虑次要因素，如电容串联电阻，电容随温度变化，输出过载。关闭功能和欠压闭锁
图4显示了如何添加欠压锁定（UVLO）到LT1576。通常，UVLO用于输入电源电流受限，或具有较高的源电阻。开关调节器吸合常数电源的功率，因此电源电流随着电源电压下降。这看起来像是负电阻加载到源，并可能导致源电流限制或在低电源电压条件下锁定低电压。紫外辐射防止调节器在电源电压下工作这些问题可能发生的地方。
锁定的阈值电压约为2.44V。3.5μA偏置电流在阈值处流出管脚。这是内部的生成的电流用于强制打开默认的高状态关闭销（如果销保持打开）。当低关断电流不是问题时，由该电流引起的错误可以通过使RLO小于等于10公里来最小化。如果关机电流是个问题，RLO可以提高到100k，但是错误由于初始偏置电流和温度变化应该考虑。
VIN=最小输入电压
保持从电阻器到停机的连接引脚短路，并确保对开关节点的板间或表面电容最小化。如果使用高电阻值，则应绕过关闭管脚配备1000pF电容器以防止耦合问题从交换节点。如果需要在欠压锁定点，可以添加一个电阻器RFB输出节点。电阻值的计算公式如下：
为RLO建议25kVIN=开关作为输入停止时的输入电压电压下降至跳闸水平ΔV=输入电压水平的滞后示例：输出电压为5V，输入时开关停止电压降到12伏以下，除非输入上升至13.5V。∏V因此为1.5V车辆识别号=12V，让RLO=25k。
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交换机节点注意事项
为了获得最大的效率，开关的上升和下降时间是使尽可能短。防止辐射和高辐射频率谐振问题，正确布置与开关节点相连的元件是必不可少的。B字段（磁）辐射通过保持捕获二极管最小化，开关管脚和输入旁路电容器引线短于可能的。通过最小化连接到开关引脚的所有记录道的长度和面积和助力销。应始终使用地平面在切换器电路下防止板间碰撞。关键部件的建议布局为如图5所示。注意反馈电阻和尽可能保留补偿组件从交换节点。还要注意高电流保持捕捉二极管和输入电容器的接地路径非常短，与模拟地线分离。高速开关电流路径如图6所示。此路径中的最小引线长度为必须确保开关清洁和低电磁干扰。路径
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包括开关、捕捉二极管和输入电容器唯一一个包含纳秒上升和下降时间。如果你在电脑布局上沿着这条路走，你会发现它是不可减少的短。如果移动二极管或输入电容器离开LT1576，把简历整理好。这个其他路径只包含DC和200kHz三波，所以不那么关键。寄生共振有时可以在开关节点（见图7）。甚高频振铃以下开关上升时间由开关/二极管/输入引起电容器引线电感和二极管电容。Schot tky二极管具有非常高的“Q”结电容在高频激励下能循环多次。如果输入电容器、二极管和开关的总引线长度通径为1英寸，电感约为25nH。在关闭时，这将在NPN上产生一个尖峰输出装置除了输入电压。在更高的位置电流这个尖峰可能在10V到20V之间，或者较高，布局不良，可能超过绝对最大开关电压。开关周围的路径，接住二极管和输入电容器必须保持短于可确保可靠运行。看这个的时候，必须使用大于100MHz的示波器和波形应在包装的引线上进行观察。这个关闭尖峰也会导致SW节点低于地面。LT1576有特殊的电路减轻了这个问题，但是负电压超过1V应避免持续时间超过10ns。请注意100MHz示波器的速度几乎不足以看到图7中的下降沿超调细节。在如果负载电流足够低，允许在部分关闭期间电感电流降为零时间（见图8）。开关和二极管电容与电感器共振，在1MHz时形成阻尼振铃10兆赫。这种响声对监管者无害尚未显示出对电磁干扰有显著影响。任何尝试用电阻缓冲器阻尼会降低效率。
输入旁路和电压范围
输入旁路电容器
降压转换器从输入电源吸取电流在脉冲中。这些脉冲的平均高度等于负载电流，占空比等于VOUT/VIN。上升电流下降的时间很快。局部旁路为了确保调节器的正确操作并将纹波最小化反馈到输入电源的电流。电容器也强制开关电流在紧密的局部回路中流动，最小化电磁干扰。不要欺骗输入的纹波电流额定值旁路电容器，也不要挂断以微法拉计。输入电容器用于吸收所有开关电流纹波，均方根值高达负载电流的一半。纹波电流必须遵守电容器的额定值，以确保运行可靠。在许多情况下，必须并行两个电容器以获得所需的纹波额定值。两者电容器的价值和制造商必须相同
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保证权力共享。电容器的实际值在微法拉中并不特别重要，因为200kHz，任何高于15μF的值基本上都是电阻性的。均方根纹波电流额定值是关键参数。实际均方根电流的计算公式如下：
根内的项的最大值为0.5当输入电压是输出电压的两倍，并且保持在0.5附近时相对较宽的输入电压范围。很常见因此，练习简单地使用最坏情况值和假设均方根纹波电流是负载电流的一半。在LT1576的最大输出电流为1.5A时输入旁路电容器的额定值应为0.75A纹波当前。但是，请注意，有许多次要的选择最终纹波电流额定值时的注意事项。包括环境温度、平均值和峰值负荷电流、设备运行计划和要求产品寿命。有关详细信息，请参阅应用程序说明19和46以及设计注释95。
输入电容器类型
在选择用于调节器输入端的电容器。铝电解液成本最低，但物理上很大达到足够的纹波电流额定值和尺寸（尤其是高度）可能会妨碍其使用。陶瓷电容器现在有更大的价值，和他们的高纹波电流和电压额定值使他们非常适合输入旁路。成本高，占地面积大也可能有点大。固体钽电容器是个不错的选择，除了他们有偶尔会遇到重大的失败通电时出现大电流浪涌。电容器可以短，然后用明亮的白光和大量的烟。这种现象只在很小的范围内发生单位百分比，但它已导致一些OEM公司禁止在高浪涌应用中使用。输入调节器的旁路电容器可以看到这些高浪涌当连接电池或高电容源时。几家制造商已开发出一系列固体钽电容器浪涌性能试验（例如，AVX TPS系列，见表3），但即使是这些如果输入电压浪涌接近电容器的最大额定电压。AVX建议对高浪涌电容器电压降低2:1应用。最高额定电压是50V，所以是25V使用固体钽时可能是一个实际的上限输入旁路电容器。
当输入电压非常接近数据中规定的最小值时，可能需要更大的电容器工作表。在接通时间内的小电压骤降不是通常是个问题，但在很低的输入电压下由于输入电压下降，导致工作不稳定低于最低规格。问题也可能如果输入输出电压差接近最少。这些下降的幅度通常是电容ESR和ESL的作用与这些项相比，电抗很小。血沉倾向于是主项，与物理量成反比给定电容器类型内的电容器尺寸。
同步（可用作-SYNC选项）
LT1576-SYNC将SHDN引脚替换为同步管脚，用于同步内部外部信号振荡器。同步输入必须通过从逻辑电平低，通过占空比在10%到90%之间的最大同步阈值。输入可以直接从逻辑级输出驱动。同步范围等于最高400kHz的初始工作频率。这意味着同步频率等于最坏情况下的高自振荡频率（250kHz），而不是典型的工作频率频率200kHz。当同步时间超过280kHz时应小心，因为在较高的同步频率下，内部斜率补偿的振幅变小用于防止次谐波切换减少。这个次谐波开关仅在输入电压小于输出电压两倍时发生。高电感价值观倾向于消除这个问题。见频率补偿部分，用于讨论不同原因引起的次谐波切换，认为原因是斜坡补偿不足。应用注释19详细说明了斜坡理论。
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通电时，当VC被FB引脚夹紧时（见图2，Q2），同步功能被禁用。这使得在短路输出条件下工作的频率折叠。正常运行时，开关频率为由内部振荡器控制，直到FB引脚到达0.7伏，之后同步管脚开始工作。如果没有需要同步，应连接此pin接地。
热计算
LT1576芯片的功耗来自四个来源：开关直流损耗、开关交流损耗、升压电路电流，输入静态电流。以下表格说明了如何计算每一项损失。这些公式假定连续模式操作，因此不应用于计算轻载时的效率海流。开关损耗：
RSW=开关电阻（≈0.2Ω）
60ns=等效开关电流/电压重叠时间
f=开关频率
示例：当车辆识别号=10V，输出电压=5V，输出电压=1A时：
总功耗为0.22+0.05+0.02=0.29W。LT1576封装的热阻受内部或背面平面的存在。带着满满的在SO封装下的平面，热阻为约80°C/W。没有飞机会将阻力增加到约120°C/W。计算模具温度时，加入最坏情况
环境温度：TJ=TA+θJA（PTOT）使用SO-8包装（θJA=80°C/W），在环境条件下温度50°C，TJ=50+80（0.29）=73.2摄氏度在低输入电压下，模具温度最高，因此使用最低连续输入工作电压计算。
频率补偿
开关稳压器的环路频率补偿可能是一个相当复杂的问题，因为用于实现高效率的元件也将多极引入反馈回路。感应器而传统降压转换器上的输出电容实际上形成了一个谐振槽电路共振峰和180°快速相移频率。相比之下，LT1576使用“当前模式”帮助缓解由感应器。基本连接如图9所示。图10显示了LT1576的功率段，从VC管脚测量到
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输出。增益由LT1576功率段和有效复合物从输出到接地的阻抗。增益平稳滚动高于100μF输出设置的160Hz极频电容器。相位降限制在85°左右。相位在零频率（约16kHz）下恢复和增益电平由电容器ESR（0.1Ω）设置。显示误差放大器跨导相位和增益如图11所示。误差放大器可以建模为跨导1000μMho，输出阻抗570kΩ，与2.4pF并联。实际上应用程序，补偿网络从VC-pin到接地的阻抗比输出低得多频率高于200Hz时放大器的阻抗。这意味着误差放大器特性本身不会对环路造成过多的相移，并且误差放大器的相位/增益特性完全由外部补偿网络控制。在图12中，全环相位/增益特性为显示的补偿电容为100pF误差放大器a极为2.8kHz，相位降到90度，整个环路的增益为66dB在低频时，在58kHz时滚至单位增益。相位显示两极特性，直到输出的ESR电容器使它恢复到16kHz以上。相位裕度为单位增益时约为77°。
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模拟专家会注意到大约7kHz，相位下降接近零相位裕度线。这是典型的开关调节器，特别是那些在负载范围广。这个低相位区域不是只要它不发生在单位增益附近。在实践证明，输出电容ESR的变化趋势是在循环响应方面控制所有其他效果。ESR的变化会导致单位增益四处移动，但同时相位也随之移动相位裕度保持在很宽的ESR范围内（≥±3:1）。补偿网络中的电阻呢？在开关调节器的设计中，增加一个“零”到误差放大器的补偿增加环路相位裕度。此零是在外部以电阻（RC）形式与补偿电容器。增大该电阻的大小通常会产生越来越好的环路稳定性，但是它的价值有两个限制。首先，输出电容ESR与RC大值的组合可以使环路增益完全停止滚动，从而创建利润率问题。RC的一个近似公式如果收益率降为零，则为：
GMP=功率级跨导=1.5A/V
GMA=误差放大器跨导=1（10–3）
ESR=输出电容器ESR
1.21=参考电压
当VOUT=5V，ESR=0.1Ω时，RC的值为27.5k会产生零收益率，所以这代表一个上限限制。但是还有第二个限制与理论上的小信号动力学无关。这个电阻设置误差放大器的高频增益，包括开关频率的增益。中频开关频率增益足够高，输出纹波电压将以足够的振幅出现在VC引脚上调节器的正确操作。在边缘情况下，次谐波切换发生，如在开关节点看到的交替脉冲宽度所证明。更严重的即使在这种情况下，监管者仍能听到尖叫声或嘶嘶声输出电压仍然大致正确。这些都不会显示在理论上的波特图上，因为波特是振幅不敏感分析。测试表明如果VC上的纹波电压保持在小于100mVP-PLT1576将表现良好。下面的公式将给出当RC加入时，VC纹波电压的估计回路，假设RC比电抗大200kHz时的CC。
GMA=误差放大器跨导（1000μMho）如果LT1576的计算机模拟显示15k串联补偿电阻提供最佳的整体回路响应，具有足够的增益裕度，产生的VC pin纹波电压，VIN=10V，VOUT=5V，ESR=0.1Ω，L=30微小时，即：
这个纹波电压足够高，可能会产生次谐波切换。在大多数情况下，妥协电阻器的值（在这种情况下小于10k）可接受相位裕度和无次谐波问题。在其他方面在这种情况下，电阻必须更大才能被接受相位响应，必须使用一些方法来控制VC引脚的纹波电压。建议的方法在RC/CC网络中并联增加一个电容器（CF）在VC管脚上。该电容器的极频率通常为设置为开关频率的五分之一，以便开关纹波显著衰减，但不在回路单位增益频率处增加不可接受的相移。RC=15k时，
如何测试环路稳定性？
LT1576的“标准”补偿是100pF电容器，用于CC，RC=0Ω。而这个补偿将适用于大多数应用程序，“最佳”值回路补偿元件取决于控制不好的参数。这些包括电感值（由于生产电阻、负载电流和纹波电流的变化，±30%），输出电容（±20%至±50%，由于生产公差，温度、老化和负载变化），输出电容器ESR（生产公差、温度和老化导致的±200%），最后是直流输入电压和输出负载电流。这使得设计师检查最终设计以确保“强健”并能容忍所有这些变化。
通过脉冲加载检查开关调节器回路的稳定性观察瞬态响应时的调节器输出输出，使用图13所示的电路。这个调节器回路在小的瞬时交流负载下被“击中”相对较低频率下的电流，50~1kHz。这个使输出电压跳几毫伏，然后稳定下来原始值，如图14所示。品行端正循环将以干净的方式返回，而阶段或收益率将“环”随着它的解决。号码环的数量表示稳定度，频率显示了环路的近似单位增益频率。信号的振幅并不特别重要，只要振幅不高到循环的行为是非线性的
