特征
宽输入电压范围：3.6 V至30 V；可调和固定（3.3 V，5 V）输出选项集成1 A电源开关；采用小型表面贴装元件，逐周限流；峰值输入电压（100 ms）：60 V；可配置为buck、buck boost和SEPIC调节器；提供8铅SOIC封装；由ADIsimPower支持™ 设计工具。
应用
工业电力系统PC外围电力系统；线性调节器的预调节器；分布式电源系统汽车系统电池充电器。
一般说明
ADP3050是一个电流模式单片降压（降压）脉宽调制开关稳压器，包含一个大电流1A电源开关和所有控制、逻辑和保护功能。它采用独特的补偿方案，允许使用任何类型的输出电容器（钽、陶瓷、电解、OS-CON）。与一些降压调节器不同，这种设计不限于使用特定类型的输出电容器或ESR值。
一个特殊的升压驱动级用于饱和NPN功率开关，提供比传统双极buck开关更高的系统效率。通过使用低压调节输出提供装置的内部工作电流，进一步提高了效率。高开关频率允许使用小的外部表面安装组件。可以使用多种标准现成设备，提供了很大的设计灵活性。一个完整的调节器设计只需要几个外部部件。
ADP3050包括一个关闭输入，将设备置于低功率模式，将总电源电流降低到20微安以下。内部保护功能包括热关闭电路和电源开关的逐周电流限制，以在故障条件下提供完整的设备保护。
ADP3050提供出色的线路和负载调节，在所有输入电压和输出电流条件下，在温度下通常保持低于±3%的输出电压精度。
ADP3050是在工业温度范围-40°C到+85°C之间指定的，可用于热增强型8-铅（非无铅）SOIC封装和标准8-铅（仅无铅）符合RoHS的SOIC封装。
典型性能特征
操作理论
ADP3050是一个固定频率，电流模式降压调节器。电流模式系统提供良好的瞬态响应，并且比电压模式系统更容易补偿（参见图1）。在每个时钟周期的开始，振荡器设置锁存器，打开电源开关。比较器非垂直输入处的信号是开关电流的复制品（与振荡器斜坡相加）。当该信号达到由误差放大器的输出设置的适当电平时，比较器复位锁存器并关闭电源开关。以这种方式，误差放大器设置正确的电流跳闸电平，以保持输出在调节范围内。如果误差放大器输出增加，则输出的电流更多；如果误差放大器输出减少，则输出的电流更少。
电流检测放大器提供与比较器开关电流和逐周电流限制成比例的信号。如果超过电流限制，锁存器复位，关闭开关，直到下一个时钟周期开始。ADP3050具有折叠电流限制，可降低故障条件下的开关频率，以减少对IC和外部组件的应力。
大多数控制电路都偏离了2.5伏的内部调节器。当偏置引脚保持打开状态，或当该引脚的电压小于2.7 V时，ADP3050的所有工作电流都从输入电源中抽出。当偏压引脚高于2.7V时，大部分工作电流来自该引脚（通常与稳压器的低压输出相连），而不是来自高压输入电源。这可以在轻载条件下显著提高效率，特别是对于输入电压远高于输出电压的系统。
ADP3050使用特殊的驱动级，允许电源开关饱和。外部二极管和电容器向驱动级提供高于输入电源电压的升压电压。使用这种类型的饱和驱动级可显著提高整体效率。
将SD引脚拉到0.4v以下，使设备处于低功耗模式，关闭所有内部电路，并将电源电流降低到20μa以下。
设置输出电压
可调版本（ADP3050AR和ADP3050ARZ）的输出可以通过将电阻分压器连接到FB引脚设置为1.25 V到12 V之间的任何电压，如图25所示。
应用程序信息
ADIsimPower设计工具
ADP3050由ADIsimPower设计工具集支持。ADIsimPower是一组工具，用于生成针对特定设计目标优化的完整电源设计。这些工具使用户能够生成完整的示意图、物料清单，并以分钟为单位计算性能。ADIsimPower可以优化成本、面积、效率和零件数量的设计，同时考虑IC和所有实际外部组件的运行条件和限制。有关ADIsimPower设计工具的更多信息，请参阅/ADIsimPower。该工具集可从本网站获得，用户可以通过该工具请求未受欢迎的板。
以下各节提供了使用ADP3050设计降压开关调节器的完整过程。每个部分都包含推荐设备的列表。这些列表不包括所有可用的设备或制造商。它们只包含表面安装设备。如有需要，可替换等效通孔装置。在选择组件时，请记住什么对设计最重要，例如效率、成本和大小。它们最终决定了使用哪些组件。同样重要的是，确保设计规范得到明确定义，并反映最坏情况。主要规格包括最小和最大输入电压、输出电压和纹波、最小和最大负载电流。
感应器选择
电感值决定了调节器的工作模式：连续模式，电感电流连续流动；或不连续模式，电感电流在每个开关周期内降至零。连续模式是许多应用的最佳选择。它提供更高的输出功率，开关、电感和二极管中的较低峰值电流，以及较低的电感纹波电流，这意味着较低的输出纹波电压。不连续模式允许使用较小的磁学，但代价是：较低的可用负载电流和较高的峰值和纹波电流。高输入电压或低负载电流的设计通常在不连续模式下工作，以最小化电感值和尺寸。ADP3050在两种操作模式下都能正常工作。
连续模式
连续模式系统中的电感电流是以直流值（等于负载电流）为中心的三角形波形（等于纹波电流）。纹波电流的大小由电感值决定，通常在最大负载电流的20%到40%之间。为了减小电感尺寸，在高输入电压或低输出电流的连续模式设计中，通常使用40%到80%之间的纹波电流。
电感值的计算公式如下：
其中V是最大输入电压，V是调节输出电压，f是开关频率（200 kHz）。纹波电流量的初始选择似乎是任意的，但它可以作为寻找标准现成电感值的良好起点，例如10μH、15μH、22μH、33μH和47μH。如果要使用特定电感值，只需重新排列方程2即可找到纹波电流。对于800毫安、12伏至5伏的系统，以及320毫安（800毫安的40%）的纹波电流，电感为：
47μH电感是最接近的标准值，其纹波电流约为310毫安。峰值开关电流等于负载电流加上纹波电流的一半（这也是电感和捕捉二极管的峰值电流）。
挑选一个直流（或饱和）额定电流比ISW（PK）大20%的电感器，以确保电感器不会在饱和边缘附近运行。在这个例子中，1.20×0.95 A=1.14 A，使用直流额定电流至少为1.2 A的电感器。最大开关电流在内部限制为1.5 A，这个限制和纹波电流一起决定了系统可以提供的最大负载电流。
如果负载电流降到纹波电流的一半以下，则调节器以不连续模式工作。
间断模式
对于小于约0.5 A的负载电流，可以使用不连续模式操作。这允许使用更小的电感，但纹波电流要高得多（这意味着更高的输出纹波电压）。如果必须使用较大的输出电容器来降低输出纹波电压，则整个系统可能比使用较大电感时占用更多的板面积。这两种模式的操作和方程是完全不同的，但当纹波电流等于负载电流的两倍时（IRIPPLE=2×IOUT），这两种模式之间的边界就会出现。由此，方程2用于求出使系统保持连续模式运行所需的最小电感值（用iriple=2×IOUT求解电感值）。
使用低于此值的感应器会导致系统以不连续模式运行。
对于400毫安、24伏到5伏的系统：
如果选择的电感值太小，内部电流限制每一个周期跳闸，调节器无法提供必要的负载电流。
电感器铁芯类型和材料
目前有许多类型的电感器。众多的核心风格和众多的核心材料往往使选择过程显得更加混乱。快速概述可用的电感器类型可以使选择过程更容易理解。
开芯几何形状（线轴芯）通常比闭芯几何形状（环形芯）便宜，是一些应用的好选择，但使用时必须小心。在开芯电感中，磁通量并不完全包含在磁芯内部。辐射磁场会产生电磁干扰（EMI），通常会将电压引入附近的电路板轨迹。这些电感器可能不适合包含非常高精度电路或敏感磁学的系统。一些制造商有半封闭和屏蔽的磁芯，其中外磁屏蔽包围着线轴磁芯。这些器件的电磁干扰比标准的开放式磁芯要小，通常比封闭式磁芯要小。
表面贴装电感所用的磁芯材料大多是铁粉或铁氧体。对于许多设计来说，材料的选择是任意的，但是每种材料的性能都应该得到认可。铁氧体的铁心损耗比铁粉低，但损耗越低，价格就越高。粉末状铁心的饱和程度较轻（当超过额定电流时，电感逐渐减小），而铁氧体铁心的饱和程度则较突然（电感迅速减小）。Kool Mμ®是一种铁氧体，专门设计用于最小化磁芯损耗和发热（特别是在开关频率高于100 kHz的情况下），但同样，这些设备更昂贵。
电感器的绕组直流电阻（DCR）不容忽视。在负载较低的情况下，高DCR可以使系统效率降低2%到5%。要获得较低的DCR，意味着使用物理上较大的电感，因此必须在尺寸和效率上进行权衡。由该电阻引起的功率损耗为I×DCR。对于800毫安、5伏至3.3伏、电感DCR为100兆欧的系统，绕组电阻消散（0.82安）×0.1Ω=64兆瓦。这表示系统的功率损耗为64mw/（3.3v×800ma）=2.4%。典型的DCR值介于10 mΩ和200 mΩ之间。2
选择感应器
在选择电感器时必须考虑几个因素：成本、尺寸、电磁干扰、磁芯和铜损耗以及最大额定电流。使用以下步骤选择适合系统的电感器（请参阅电感器选择部分中的计算和说明）。请与制造商联系，了解其完整的产品供应、可用性和定价。制造商提供更多的价值和包装尺寸，以适应多种应用。
1、选择一种工作模式，然后使用适当的方程计算电感值。对于连续模式系统，纹波电流为最大负载电流的40%是一个很好的起点。如果需要，可以增加或减少电感值。
2、计算峰值开关电流（这是感应器看到的最大电流）。确保电感器的直流（或饱和）电流额定值足够高（约为峰值开关电流的1.2倍）。所有设计应使用直流额定电流至少为1A的电感器。这为电感电流高于正常值的启动和故障条件提供了安全裕度。如果超过电感器的额定电流，磁芯就会饱和，导致电感值降低，电感器的温度升高。
3、根据电感值估计直流绕组电阻。一般规则是每μH电感允许大约5 mΩ的电阻。
4、选择芯材和类型。首先，决定是否可以使用一个开放核心电感器的设计。如果无法确定，请尝试每种类型的几个样品（开芯、半闭芯、屏蔽芯和闭芯）。不要因为需要格外小心而不鼓励使用开放式磁芯电感；只要知道使用时要寻找什么。它们体积小，价格便宜，在许多不同的应用中都得到了成功的应用。
输出电容器选择
ADP3050可用于任何类型的输出电容器。可以评估价格、组件大小和调节器性能之间的权衡，以确定每个应用程序的最佳选择。电容器的有效串联电阻（ESR）对回路补偿和系统性能都有重要影响。ESR在反馈回路中提供0；因此，必须知道ESR值，以便能够正确补偿回路（大多数制造商在其数据表中指定最大ESR）。电容器ESR也有助于输出纹波电压（VRIPPLE=ESR×iriple）。建议使用固体钽或多层陶瓷电容器，以较小的尺寸和合理的成本提供良好的性能。固体钽电容器具有低ESR和高电容的良好组合，可从几个不同的制造商获得。电容值从22μF到超过500μF可以使用，但47μF到220μF的值对于大多数设计来说是足够的。可以使用较小的值，但ESR取决于大小，因此较小的设备具有较高的ESR。确保电容器额定值的纹波电流大于电感纹波电流（纹波电流流入输出电容器）。
多层陶瓷电容器可用于输出电压纹波最小的应用。它们具有非常低的ESR（22μF陶瓷可以具有22μF固体钽的五分之一的ESR），但对于相同的输出电容值，可能需要更多的板面积。一些制造商最近改进了他们的低压陶瓷电容器，提供了一个具有较低ESR的小型封装（NEC-Tokin、Murata、Taiyo-Yuden和AVX）。几种陶瓷可以并联使用，以提供极低的ESR和良好的电容值。如果设计对成本敏感且不受空间限制，可以并联使用多个铝电解电容器（它们的尺寸和ESR大于陶瓷和固体钽）。也可以使用OS-CON电容器，但它们通常比陶瓷或固体钽电容器更大、更贵。
选择输出电容器
使用以下步骤选择合适的电容器。
1、决定设计的最大输出纹波电压，这决定了你的最大ESR（记住VRIPPLE≈ESR×IRIPPLE）。典型的输出纹波电压范围在输出电压的0.5%到2%之间。要降低输出电压纹波，只有两种选择：要么增加电感值，要么使用ESR较低的输出电容。
2、决定使用哪种电容器（钽、陶瓷或其他）。更多的数值，尺寸和电压额定值是可用的，所以请联系每个制造商完整的产品清单。如果必须使用某种类型的电容器，并且空间允许，则并联使用多个设备以降低总ESR。
3、检查电容器电压额定值和纹波电流额定值，以确保其适用于相关应用。这些额定值会因温度升高而降低，因此请务必查看制造商的数据表。
4、确保输出电容器的最终选择已在成本、尺寸、可用性和性能方面进行了优化，但仍满足所需电容。建议的电容在47μF到220μF之间。
捕获二极管选择
推荐的捕获二极管是1N5818肖特基型或同等类型。低正向电压降（450 mV典型at1 A）和肖特基整流器的快速开关速度提供最佳的性能和效率。1N5818的额定电压为30 V反向电压和1 A平均正向电流。对于较低的输入电压，使用较低的电压肖特基来降低二极管正向电压降并提高整体系统效率；例如，12V到5V的系统不需要30V二极管。对于汽车应用，可能需要60V肖特基。捕捉二极管的平均正向电流通过：
对于先前的连续模式示例（12 V至5 V at800毫安），平均二极管电流为：
对于该系统，1N5817是一个不错的选择（额定电压为20V和1A）。不要使用额定电流小于1A的捕捉二极管。即使在正常工作条件下平均电流可以小于1A，因为在故障条件下二极管电流要高得多。当调节器稍微过载（有时称为软短路）时，二极管出现最坏的故障情况。当输入电压与输出电压之比大于2.5时，这通常只是一个问题。在这种情况下，所需的负载电流略高于调节器所能提供的电流。输出电压略有下降，开关在每个周期都保持接通，直到达到内部电流限制。在这种情况下，负载电流可以达到1.2 A左右。例如，当使用输入电压为24 V、输出电压为5 V的系统时，如果逐渐过载导致输出电压降至4 V，则平均二极管电流为：
如果系统必须在这种逐渐过载的情况下存活很长一段时间，请确保所选二极管能够在这些条件下存活。如有必要，可使用较大的2 A或3 A二极管。
选择捕获二极管
使用以下步骤选择适当的捕获二极管。表5显示了不同反向电压和正向电流额定值的肖特基整流器。
平均二极管额定电流必须足以提供所需的负载电流（见前一节中的计算）。即使平均二极管电流低得多，也不应使用额定电流低于1A的二极管。
捕捉二极管的反向电压额定值应至少为最大输入电压。通常选择更高的额定值（1.2×最大输入电压）以提供安全裕度。
输入电容器选择
输入旁路电容器在调节器的正常工作中起着重要的作用，它可以使输入端的电压瞬变最小化，并为开关电流提供一个短的本地回路。使用短而宽的记录道，将该电容器放置在输入和接地引脚之间的ADP3050附近。该输入电容器的均方根纹波电流额定值应至少为：
该额定值至关重要，因为输入电容器必须能够承受降压调节器输入端的大电流脉冲。20μF到50μF是典型值，但选择电容器的主要标准是纹波电流和电压额定值。
陶瓷由于其低ESR和高纹波电流额定值，是输入旁路的最佳选择。陶瓷特别适合高输入电压，可从许多不同的制造商。钽通常用于输入旁路，但必须采取预防措施，因为在通电过程中，当受到大的涌入电流时，钽偶尔会失效。当调节器输入连接到蓄电池或高电容电源时，这些电涌是常见的。一些制造商现在提供表面贴装的经过浪涌测试的固体钽电容器，但即使是这些设备，如果在电容器电压接近其最大额定值时发生电流浪涌，也会出现故障。因此，建议在存在大涌流的应用中使用钽电容器的降额为2:1。例如，20伏钽只能用于10伏以下的输入电压。铝电解是最便宜的选择，但要获得良好的均方根电流额定值需要几个并联。OS-CON电容器具有良好的ESR和纹波电流额定值，但它们通常更大，成本更高。
电容器制造商列表见表4。
非连续模式振铃
在非连续工作模式下，当电感电流降为零时，开关节点会出现高频振荡。这种振铃是正常的，不是环路不稳定的结果。这是由开关和二极管电容与电感反应形成阻尼正弦振铃引起的。这种振铃通常在几兆赫的范围内，对电路的正常工作没有危害。
设置输出电压
固定电压版本的ADP3050（3.3伏和5伏）有反馈电阻分压器包括在芯片上。对于可调版本，输出电压使用两个外部电阻器设置。参考图25，选择介于10 kΩ和20 kΩ之间的R1值，然后使用以下公式计算R2的适当值：
需要注意的是，这些电阻的精度直接影响输出电压的精度。FB管脚阈值变化为±3%，R1和R2的公差加在一起以确定总输出变化。使用靠近FB引脚的1%电阻器，以防止噪声拾取。
频率补偿
ADP3050采用独特的补偿方案，允许使用任何类型的输出电容器。设计者不限于特定类型的电容器或特定的ESR范围。外部补偿允许设计者优化回路以获得瞬态响应和系统性能。R和CC的值设置误差放大器的极点和零点位置，以补偿调节器回路。
对于钽输出电容器，典型的系统补偿值为RC=4kΩ，CC=1nf；对于陶瓷，典型值为RC=4kΩ，CC=4.7nf。这些值可能不会针对所有设计进行优化，但它们为选择最终补偿值提供了一个良好的起点。其他类型的输出电容器要求在0.5nF和10nF之间有不同的C值。通常，输出电容的ESR越低，CC的值就越大。电容器ESR、输出电容和电感值的正常变化（由于生产公差、工作点变化、温度变化）会影响环路增益和相位响应。务必在整个工作范围内检查最终设计，以确保调节器正常工作。
调整R和CC值可以优化补偿。使用上述典型值作为起点，然后尝试分别增大和减小每个值，并观察瞬态响应。检查设计瞬态响应的一个简单方法是观察输出，同时以大约100赫兹到1千赫的速率脉动负载电流。当负载脉冲时，输出端应该有一些轻微的响铃，但这不应该过多（只是几个响铃）。这种振铃的频率表示环路的近似单位增益频率。再次，始终检查整个工作范围内的设计输入电压，输出电流和温度，以确保回路得到正确补偿。
除了设置零位，R还设置误差放大器的高频增益。如果这个增益太大，输出纹波电压出现在COMP引脚（误差放大器的输出）上，其幅度足以干扰调节器的正常工作。如果发生这种情况，就会产生次谐波开关（即使输出电压保持稳定，开关波形的脉冲宽度也会改变）。COMP引脚处的电压纹波应保持在100 mV以下，以防止发生次谐波切换。纹波量可通过以下公式估算，其中g是误差放大器跨导（gm=1250μMho）：
例如，如果使用最大ESR为100 mΩ、补偿值为RC=4 kΩ和CC=1 nF的100μF钽输出电容器，则电感为L=47μH的12 V至5 V 800毫安稳压器的IRIPPLE=310毫安（参见连续模式部分的示例）。COMP引脚的纹波电压为：
如果该纹波电压大于100mv，则需要降低RC以防止次谐波切换。RC的典型值在2 kΩ到10 kΩ之间。
对于大于5V的输出电压，可能需要与R2并联添加一个小电容器，如图25所示。这提高了稳定性和瞬态响应。对于钽输出电容器，C的典型值为100pf。对于陶瓷输出电容器，CF的典型值为400 pF。
电流限制/频率折叠
ADP3050采用逐周电流限制，在故障和高应力条件下保护装置。当超过电流限制时，电源开关关闭，直到下一个振荡器周期开始。如果反馈管脚上的电压降到其标称值的80%以下，则振荡器频率开始降低（参见典型性能特性部分的图17）。频率逐渐降低至约80 kHz的最小值（当反馈电压降至其标称值的30%时，出现此最小值）。这降低了在短路条件下集成电路、外部二极管和电感的功耗。这种频率折叠方法在不干扰设备正常运行的情况下提供完整的设备故障保护。
偏压销连接
为了提高效率，大部分内部工作电流可以从较低的电压调节输出电压而不是输入电源中获得。例如，如果输入电压为24v，输出电压为5v，则4ma的静态电流从输入电源消耗96mw，但从调节的5v输出仅消耗20mw。这种节能效果在高输入电压和低负载电流下最为明显。要利用此功能，输出电压必须为3 V或更高。
增压驱动级
外部电容器和二极管用于提供特殊驱动级所需的升压电压。如果输出电压高于4V，则将升压二极管的阳极连接到稳压输出；如果输出电压小于或等于≤3V，则将其连接到输入电源。对于一些低压系统，如5v到3.3v转换器，升压二极管的阳极可以连接到输入或输出电压。在关闭期间，升压电容器充电至升压二极管阳极处的电压。当开关打开时，该电压被加到开关电压（升压二极管是反向的），提供高于输入电源的电压。BOOST引脚上出现的峰值电压是输入电压和BOOST电压之和（VIN+VOUT或2×VIN）。确保此峰值电压不超过升压引脚最大额定值45 V。
对于大多数应用，1N4148或1N914型二极管可与220 nF电容器一起使用。输出电压在3 V和4 V之间时，可能需要470 nF的电容器。升压电容器的ESR应小于2Ω，以确保其在关闭期间充分充电。几乎任何类型的薄膜或陶瓷电容器都可以使用。
启动/最小输入电压
在大多数设计中，稳压输出电压为驱动级提供升压电压。在启动过程中，输出电压为0，因此驱动级没有升压电源。
为了解决这个问题，ADP3050包含了一个备份驱动器阶段来启动所有操作。随着输出电压的增加，升压电压也随之增加。当升压电压达到约2.5 V时，开关驱动从备用驱动器平稳过渡到升压驱动器。如果升压电压降低到约2.5 V以下，导致短路或过载，则备用级接管提供开关驱动。ADP3050正常工作所需的最小输入电压约为3.6V（这可确保内部电路正常工作），但所有降压调节器都需要少量的净空。以下公式给出了给定系统所需的近似最小输入电压，其中V是开关饱和电压（有关VSAT的适当值，请参见图15）。图13还显示了3.3 V和5 V系统所需的典型最小输入电压。
热因素
影响集成电路功耗的因素有：交流和直流开关损耗、升压电流和静态电流。以下公式用于计算这些损耗，以确定集成电路的功耗。这些公式假定连续模式运行，但它们为不连续模式系统提供了合理的估计（不使用这些公式计算轻载时的效率）。开关损耗：
升压电流损耗：
静态电流损耗：
式中：在IOUT=800毫安时，VSAT为~0.6伏（取自图15）；fSW是开关频率（200 kHz）；tOV是开关电流/电压重叠时间（~50ns）；βSW是NPN电源开关的电流增益（~50）；IQ是从VIN（约1毫安）引出的静态电流；IBIAS是从VOUT（~4ma）引出的静态电流。
例如，一个5 V至3.3 V系统，IOUT=800毫安。
总集成电路功耗为：
ADP3050采用热阻θJA为60.6°C/W的热增强（非无铅）8引线SOIC封装，以及θJA为87.5°C/W的标准无铅8引线SOIC封装。
使用热阻和最高环境温度计算模具的最高温度TJ
对于上一个例子（在800毫安系统下为5伏至3.3伏，采用良好布局技术的无铅8引线SOIC封装），最坏环境温度为70°C。
最大工作结（模具）温度为125°C，因此该系统在ADP3050的安全范围内运行。在最低和最高电源电压下检查模具温度，以确保在所有条件下正常工作。尽管PCB及其铜线提供了足够的散热，但遵循电路板布局指南部分中的布局建议非常重要。对于任何结合高输出电流、高占空比和/或高输入电压的设计，必须计算结温以确保正常工作。总是使用本节中的方程用于估计功耗。
BOARD布局指南
在设计开关稳压器时，良好的电路板布局至关重要。高开关电流和寄生接线电感会产生显著的电压瞬变，并对敏感电路造成严重破坏。为了获得最佳效果，请尽可能地保持主开关路径的紧密（保持L1、D1、C和COUT在一起），并最小化开关和BOOST节点的铜面积（在不违反电流密度要求的情况下），以减少到其他敏感节点的噪声耦合量。
外部部件应尽可能靠近ADP3050尽可能。为了获得最佳的热性能，请广泛使用所有IC连接均采用铜线，并始终连接接地针接在一大块铜或接地平面上。额外的铜改善了集成电路的传热，大大降低了封装热阻。进一步改善热性能使用多层板和将热量传递到其他层的通孔。单层板布局如图27所示。用于输入、输出和接地轨迹可以减少，但是大大提高了热性能。对于5 V和3.3 V版本，不包括R1和R2；对于可调版本，删除R2短路的痕迹。路由所有敏感跟踪和组件，如与反馈和补偿相关的跟踪和组件，远离增压和开关痕迹。
典型应用
5 V至3.3 V降压（降压）调节器
图28中的电路以buck为单位显示ADP3050配置。它用于从5 V输入电压，规格如下：
反向（降压升压）调节器
图29中的电路显示了采用buck-boost配置的ADP3050，该配置从正输入电压产生负输出电压。这种拓扑结构看起来与图28所示的buck非常相似（除了IC和输出滤波器现在被引用到负输出而不是接地），但是它的操作是完全不同的。对于这种拓扑结构，反馈管脚接地，接地管脚与负输出相连，允许集成电路的反馈网络调节负输出电压。
标准buck变换器的设计程序不能用于buck-boost变换器，因为输出电压的产生方式存在根本差异。buck-boost中的开关电流远高于标准buck变换器，从而降低了可用的负载电流。要计算给定最大开关电流的最大输出电流，请使用以下公式：
其中ISW（MAX）是ADP3050的开关电流极限额定值，而VIN是最小输入电压。电感器纹波电流的估算公式如下：
对于图29中的电路，最大纹波电流（在最大输入电压下）为;
输入和输出电容器中都存在高纹波电流，它们的纹波电流额定值必须足够大，以维持此拓扑中存在的大开关电流。电容器的纹波电流额定值应至少为:
通过重新排列负载电流方程，可以找到二极管、开关和电感所看到的峰值电流:
最大峰值电流出现在最低输入电压。对于此设计，负载电流为500毫安
平均电流二极管等于负载电流。
应使用额定电流20%大于0.9 a的电感器（额定电流至少为1.2 a）。应始终使用额定值大于1A的电感和二极管，即使计算出的峰值和平均电流较低。这可确保启动和故障条件不会使部件承受过大应力。
对于buck-boost拓扑，输入电压可以小于输出电压，例如VIN=4v或VOUT=-5v，但可用的负载电流更低。本节给出的方程式适用于输入电压小于或大于输出电压的情况。ADP3050所看到的电压等于输入和输出电压之和（BOOST引脚看到的是VIN+2×| VOUT |的和）。必须确保不超过这些引脚的最大额定电压。
双输出SEPIC调节器
对于许多系统，需要双极性电源。图30中的电路使用单个磁性元件产生正负5V输出。所示的两个电感器实际上是两个单独的绕组，位于一个表面贴装的小封装中的单个磁芯上。绕组可以并联或串联，用作传统降压调节器的单个电感，也可以用作1:1变压器，如在本应用中。第一绕组用作+5v输出的标准降压电感。第二个绕组与D2、C6和C7一起用于产生-5 V输出。
这些元件形成一个单端初级电感转换器（SEPIC），使用1:1耦合电感产生负电源。当开关断开时，降压绕组上的电压等于VO+VD（VD是二极管压降）。该电压通过第二个绕组产生，第二个绕组连接产生-5 V电源。即使电路中没有C6，也会产生-5v输出，但它的加入大大改善了负输出的调节，降低了电感纹波电流。两个电源的总输出电流都受到ADP3050的限制（内部限制在1.0A左右）。
将正负电源的负载电流分别保持在500毫安和250毫安以下，可确保在正常操作下不会达到电流限制。这些限值不可互换；500毫安不能从-5伏电源引出，而只能从+5伏电源引出250毫安。-5 V输出的最大可用电流与+5 V负载电流直接相关，因为+5 V输出用于调节两个电源。通常，-5 V负载电流应为+5 V负载电流的一半左右，以确保两个输出的良好调节。此外，-5 V输出应具有+5 V负载电流的1%至2%的预载（最小电流水平）。这有助于在轻负载下保持-5 V输出的良好调节。
+5V输出的纹波电压是应用信息部分中描述的正常降压调节器的纹波电压。该纹波电压由电感纹波电流和输出电容的ESR决定。对于图30，正输出电压纹波是一个30毫伏的峰-峰三角波。-5V输出的纹波电压是矩形波，这是由于电流波形呈矩形进入-5V输出电容器。该电流波形的振幅约等于-5 V负载电流的两倍。对于200毫安的负载电流和100兆欧的ESR，负输出电压纹波约为2×200毫安×100兆欧，或约为40毫伏。这个纹波波形的边缘很快。它与输出电容的电感一起，在负输出电压上产生窄尖峰。使用靠近负载的附加5μF至10μF旁路电容器（PCB迹线的电感和附加电容器创建一个低通滤波器以消除这些高频尖峰）可以很容易地滤除这些尖峰。
外形尺寸
