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特征
1.2最大负载电流；温度范围内输出精度为±2%；宽输入电压范围：3.0 V至20 V；700千赫（ADP2300）或1.4兆赫（ADP2301）；开关频率选项；效率高达91%；当前模式控制架构；输出电压0.8 V至0.85×VIN；自动PFM/PWM模式切换；带滞后的精密使能销；集成高边MOSFET；集成自举二极管；内部补偿和软启动；最小外部组件；欠压锁定（UVLO）；过电流保护（OCP）和热关机（TSD）；提供ultrasmall，6导TSOT封装；由ADIsimPower8482;设计工具支持。
应用
数字负载应用的LDO替代；中间动力轨转换；通信和联网；工业和仪表；医疗保健；消费者。
一般说明
ADP2300/ADP2301是一款紧凑、恒频、电流模式、带集成功率MOSFET的降压直流-直流稳压器。ADP2300/ADP2301设备的输入电压为3.0V至20V，因此适用于广泛的应用。一个精确的低电压内部基准使这些器件成为产生低至0.8V的稳定输出电压的理想选择，精度为±2%，负载电流可达1.2A。
有两种频率选择：ADP2300运行在700kHz，ADP2301运行在1.4MHz。这些选项允许用户根据效率和总溶液大小。电流模式控制提供快速稳定的线路和负载瞬态性能。ADP2300/ADP2301设备包括内部软启动，以防止通电时出现涌入电流。其他关键安全功能包括短路保护、热关机（TSD）和输入欠压锁定（UVLO）。精密启用引脚阈值电压允许ADP2300/ADP2301从其他输入/输出电源轻松排序。它也可以作为一个可编程的UVLO输入使用电阻分压器。
ADP2300/ADP2301采用6线TSOT封装，额定结温范围为-40°C至+125°C。
典型性能特征
V=3.3 V，T=25°C，V=V，除非另有说明。
操作理论
ADP2300/ADP2301是非同步的降压型直流-直流稳压器，每个稳压器都有一个集成的高压侧功率MOSFET。一个高开关频率和超小型，6线TSOT封装允许小降压直流到直流稳压器解决方案。
ADP2300/ADP2301可以在输入电压从3.0伏到20伏的情况下工作，同时将输出电压调节到0.8伏。ADP2300/ADP2301有两种固定频率选项：700千赫（ADP2300）和1.4兆赫（ADP2301）。
基本操作
ADP2300/ADP2301在中高负载时采用固定频率、峰值电流模式的PWM控制结构，而在轻负载时采用脉冲跳过模式控制，以降低开关损耗，提高效率。当器件在固定频率的PWM模式下工作时，通过控制集成MOSFET的占空比来实现输出调节。当器件在轻负载下以脉冲跳变方式工作时，输出电压以滞后方式控制，输出纹波较大。在这种运行模式下，调节器周期性地停止切换几个周期，从而保持转换损耗最小，以提高效率。
脉宽调制模式
在脉宽调制模式下，ADP2300/ADP2301以固定频率工作，由内部振荡器设置。在每个振荡器周期开始时，MOSFET开关打开，在电感上发送正电压。电感电流增加，直到电流检测信号越过关闭MOSFET开关的电感电流峰值阈值；该阈值由误差放大器输出设置。在MOSFET关断期间，电感电流通过外部二极管下降，直到下一个振荡器时钟脉冲开始新的周期。ADP2300/ADP2301通过调节峰值电感电流阈值来调节输出电压。
节电模式
为了获得更高的效率，当输出负载降低到脉冲跳过电流阈值以下时，ADP2300/ADP2301平滑地过渡到脉冲跳过模式。当输出电压下降到低于规定值时，ADP2300/ADP2301进入脉宽调制模式，持续几个振荡器周期，直到电压上升到规定值内。在脉冲之间的空闲时间内，MOSFET开关关闭，输出电容器提供所有的输出电流。
由于脉冲跳过模式比较器监视表示电感电流峰值信息的内部补偿节点，因此平均脉冲跳过负载电流阈值取决于输入电压（V）、输出电压（V）、电感和输出电容。在出局
由于输出电压偶尔会下降到低于规定值，然后恢复，因此在节电模式下的输出电压纹波比在PWM操作模式下的纹波大。
自举电路
ADP2300/ADP2301每个都有一个集成的引导调节器，它要求在BST和SW引脚之间放置一个0.1μF陶瓷电容器（X5R或X7R），以为高压侧MOSFET提供栅极驱动电压。BST和SW管脚之间必须至少有1.2v的电压差才能打开高侧MOSFET。如果通过二极管向BST管脚提供外部电压源，则该电压不应超过5.5v。ADP2300/ADP2301通过差分感应和调节BST和SW引脚之间的电压，为栅极驱动电路产生典型的5.0V引导电压。当MOSFET开关打开时，集成在芯片上的二极管会阻断VIN和BST引脚之间的反向电压。
精度启用
ADP2300/ADP2301具有一个具有1.2V参考电压和100 mV滞后的精密启用电路。当EN引脚的电压大于1.2v时，该部件启用。如果EN电压低于1.1v，芯片将被禁用。精密启用阈值电压允许ADP2300/ADP2301从其他输入/输出电源轻松排序。它也可以用电阻分压器作为可编程的UVLO输入。如果EN引脚浮动，内部1.2微安下拉电流可防止错误。
集成软启动
ADP2300/ADP2301包括内部软启动电路，该电路在启动过程中以受控方式斜坡输出电压，从而限制浪涌电流。对于ADP2300，软启动时间通常固定在1460微秒，对于ADP2301，软启动时间固定在730微秒。
电流限制
ADP2300/ADP2301包括电流限制保护电路，用于限制流过高压侧MOSFET开关的正电流量。电源开关上的正电流限制限制了从输入到输出的电流量。
短路保护
ADP2300/ADP2301包括频率折叠，以防止在输出出现硬短路时输出电流失控。当FB管脚处的电压降到一定值以下时，开关频率降低，这使得电感电流下降的时间更长，但在调节峰值电流的同时增加了纹波电流。这会降低平均输出电流，防止输出电流失控。开关频率与FB引脚电压之间的相关性如表5所示。
当消除硬短路（V≤0.2V）时，启动软启动循环，将输出调节回正常运行时的水平，这有助于限制浪涌电流，防止输出电压可能出现过冲。
欠压锁定（UVLO）
ADP2300/ADP2301具有固定的、内部设置的欠压锁定电路。如果输入电压降到2.4V以下，ADP2300/ADP2301关闭，MOSFET开关转动关了。当电压再次升高到2.8V以上时，启动软启动周期，并启用部件。
热关机
如果ADP2300/ADP2301结温度上升到140°C以上，热关机电路将禁用芯片。极端结温可能是高电流运行、电路板设计不良或环境温度过高的结果。包括15°C的滞后，因此当发生热停堆时，ADP2300/ADP2301在船上温度降至125°C以下之前不会恢复运行。设备从热停堆恢复后，启动软启动。
控制回路
ADP2300/ADP2301内部补偿，以最小化外部组件数量和成本。此外，当ADP2300/ADP2301以大于或接近50%的占空比工作时，内置的斜率补偿有助于防止亚谐波振荡。
应用程序信息
ADIsimPower设计工具
ADP2300/ADP2301由ADIsimPower支持
设计工具集。ADIsimPower是一组工具，用于生成针对特定设计目标优化的完整电源设计。这些工具使用户能够生成完整的原理图和物料清单，并以分钟为单位计算性能。ADIsimPower可以优化成本、面积、效率和零件数量的设计，同时考虑IC和所有实际外部组件的运行条件和限制。有关ADIsimPower设计工具的更多信息，请参阅/ADIsimPower。该工具集可从本网站获得，用户可以通过该工具请求未受欢迎的板。
输出电压编程
ADP2300/ADP2301的输出电压由从输出电压到FB引脚的电阻分压器进行外部设置，如图42所示。表6列出了典型输出电压设置的建议电阻值。输出电压设置的方程式为：
其中：VOUT是输出电压。RFB1是VOUT到FB的反馈电阻。RFB2是FB到GND的反馈电阻。
电压转换限制
由于最小开启时间、最小关闭时间和bootstrap压降，对于给定的输入电压，存在较低和较高的输出电压限制。
输出电压的下限受到有限的、可控的最小开启时间的限制，在最坏的情况下，最小开启时间可达135ns。考虑开关频率和输入电压的变化，输出电压的下限方程为：
其中：VIN（max）是最大输入电压。搅拌摩擦焊（max）是最坏情况下的最大开关频率。tMIN ON是可控制的最小开启时间。VD是二极管正向压降。
输出电压的上限受到最小可控关闭时间的限制，在最坏的情况下，在ADP2301中可以高达120ns。考虑开关频率和输入电压的变化，输出电压的上限方程为：
其中：VIN（min）是最小输入电压。搅拌摩擦焊（max）是最坏情况下的最大开关频率。VD是二极管正向压降。tMIN OFF是可控制的最小关闭时间。
此外，由于内部压降，引导电路限制所需输出的最小输入电压。为了在轻负载下实现稳定运行并确保在预偏压条件下正确启动，ADP2300/ADP2301要求输入电压和调节输出电压之间（或输入电压和预偏压之间）的电压差在最坏情况下大于2.1V。如果电压差较小，则启动电路依靠一定的最小负载电流对升压电容进行充电以启动。图43显示了3.3V输出电压下所需的典型最小输入电压与负载电流。
基于三个转换限制（最小开启时间、最小关闭时间和引导压降），图44显示了电压转换限制。
低输入电压注意事项
对于3 V到5 V之间的低输入电压，由于内部电压降，内部引导调节器无法提供足够的5.0 V引导电压。结果，增加的MOSFET R降低了可用的负载电流。为了防止这种情况，从5.0V外部自举偏置电压中添加一个外部小信号肖特基二极管。因为BST和SW引脚之间的绝对最大额定值为6 V，偏置电压应小于5.5 V。图45示出了外部自举电路的应用图。
编程精度启用
一般来说，EN管脚可以很容易地连接到VIN管脚，这样当输入电源接通时，设备就会自动启动。但是，精密启用功能允许ADP2300/ADP2301通过将电阻分压器连接到V来用作可编程的UVLO，如图46所示。这种配置防止了当V在软起动中以相对高的负载电流缓慢上升时可能出现的起动问题。
精确启用功能还允许ADP2300/ADP2301通过使用电阻分压器和另一个dc-dc输出电源精确地进行排序，如图47所示。
当EN引脚上的下拉电流为1.2微安时，图46和图47中的启动电压方程式为：
其中：VSTARTUP是启动芯片的启动电压。REN1是从直流电源到EN的电阻。REN2是从EN到GND的电阻。
感应器
ADP2300/ADP2301的高开关频率允许使用小电感。为了获得最佳性能，ADP2301使用2μH到10μH之间的电感值，ADP2300使用2μH到22μH之间的电感值。
峰-峰电感电流纹波的计算公式如下：
其中：fSW是开关频率。L是电感值。VD是二极管正向压降。VIN是输入电压。VOUT是输出电压。
较小值的电感通常尺寸较小，价格较低，但会增加纹波电流和输出电压纹波。作为导则，电感峰值到峰值电流纹波通常应设置为最大负载电流的30%，以获得最佳的瞬态响应和效率。因此，使用以下公式计算电感值：
其中ILoad（max）是最大负载电流。
电感峰值电流的计算公式如下：
电感的最小额定电流必须大于电感的峰值电流。对于具有快速饱和特性的铁氧体磁芯电感器，电感器饱和电流额定值应高于开关电流极限阈值，以防止电感器达到饱和点。一定要确认最坏的情况下，有短路输出，超过预期的温度范围。
电感导通损耗是由电流流过电感引起的，电流流过电感与内部直流电阻（DCR）有关。较大尺寸的电感器具有较小的DCR，因此，可以降低电感器的传导损耗。然而，电感磁芯损耗也与磁芯材料和交流磁通摆幅有关，而交流磁通摆幅又受电感纹波电流的影响。由于ADP2300/ADP2301是高开关频率调节器，屏蔽铁氧体磁芯材料具有低磁芯损耗和低电磁干扰的优点。一些推荐的感应器如表7所示。
捕捉二极管
捕获二极管在内部MOSFET的关断期间传导电感电流。因此，二极管正常工作时的平均电流取决于调节器的占空比和输出负载电流。
其中VD是二极管正向压降。
选择额定电流高于正常运行所需的二极管的唯一原因是在最坏情况下，即存在短路输出。在这种情况下，二极管电流增加到典型的峰值电流极限阈值。请务必查阅二极管数据表，以确保二极管能够在热极限和电极限内正常工作。
二极管的反向击穿电压额定值必须高于最高输入电压，并为SW节点上可能出现的振铃留出适当的裕度。由于肖特基二极管正向压降低，开关速度快，因此推荐使用它来获得最佳效率。表8列出了推荐的肖特基二极管。
输入电容器
输入电容器必须能够支持最大输入操作电压和最大RMS输入电流。流经输入电容器的最大RMS输入电流为I／2。选择一个输入电容器，能够承受应用程序的最大负载电流的RMS输入电流，使用以下方程：
其中D是占空比，等于
由于其低ESR和小的温度系数，推荐的输入电容器为陶瓷X5R或X7R介质。10μF的电容应足以满足大多数应用。为尽量减少电源噪声，将输入电容器尽可能靠近ADP2300/ADP2301的车辆识别号引脚。
输出电容器
输出电容器的选择对调节器的输出电压纹波和回路动态都有影响。ADP2300/ADP2301设计用于与具有低等效串联电阻（ESR）和等效串联电感（ESL）的小型陶瓷电容器一起工作，因此能够轻松满足严格的输出电压纹波规范。
当调节器在强制连续导通模式下工作时，总输出电压纹波是由输出电容ESR引起的电压尖峰加上由输出电容充放电引起的电压纹波之和。
具有较低ESR的电容器最好能保证较低的输出电压纹波，如下式所示：
陶瓷电容器是由各种不同的电介质制成的，每一种介质在温度和外加电压下都有不同的行为。由于X5R或X7R电介质的低ESR和小的温度系数，因此建议使用X5R或X7R电介质以获得最佳性能。不推荐使用Y5V和Z5U电介质，因为它们的温度和直流偏压特性较差。
一般来说，大多数使用ADP2301（1.4MHz开关频率）的应用要求最小输出电容值为10μF，而大多数使用ADP2300（700kHz开关频率）的应用要求最小输出电容值为20μF。表9列出了一些建议的V≤5.0V的输出电容。
热因素
ADP2300/ADP2301仅在内部MOSFET的导通时间内存储电感电流值。因此，在ADP2300/ADP2301封装内部耗散少量的功率，从而减少热约束。然而，当应用在最大负载下工作，环境温度高，占空比高时，封装内的散热可能导致芯片的结温超过125°C的最高结温。如果结温超过140°C，则调节器进入热关断并恢复。当结温降至125℃以下时。
模具的连接温度是环境温度和封装因功耗而产生的温升之和，如下式所示：
其中：TJ是结温。TA是环境温度。TR是由于功率引起的包装温度上升消散。
封装温度的升高与封装中的功耗成正比。这种关系的比例常数是从模具连接处到环境温度的热阻，如下式所示：
其中：TR是包裹温度的上升。θJA是从模具连接处到包装的环境温度。PD是封装中的功耗。
设计实例
本节提供了根据表10中列出的示例规范选择外部组件的步骤。此设计示例的示意图如图48所示。
开关频率选择
选择开关频率-700 kHz（ADP2300）或1.4 MHz（ADP2301）-使用图44所示的转换限制曲线来评估转换限制（最小开启时间、最小关闭时间和引导压降）。
例如，在图44中，对于3.3v的输出电压，V=12v±10%在700khz和1.4mhz开关频率的转换限制内，但是选择1.4mhz开关频率提供最小尺寸的解决方案。如果需要更高的效率，请选择700 kHz选项；但是，由于电感和输出电容较大，调节器的PCB占地面积将更大。
捕获二极管选择
选择捕捉二极管。建议使用肖特基二极管，因为它具有较低的正向压降和较快的开关速度。正常工作时，在典型肖特基二极管正向电压下，捕捉二极管的平均电流可用以下公式计算：
其中：VOUT=3.3 V.车辆识别号=12 V.仪表板负载（最大值）=1.2 A.车辆识别号=0.4 V。因此，idode（平均值）=0.85 A。
然而，在输出短路的最坏情况下，二极管电流将增加到2 a典型值，由峰值开关电流限制决定（见表1）。在这种情况下，选择B230A，2.0A/30V表面贴装肖特基二极管将导致更可靠的工作。
感应器选择
使用以下公式选择电感器：
其中：VOUT=3.3伏，车辆识别号=12伏，ILOAD（最大值）=1.2安，VD=0.4伏，fSW=1.4兆赫。
这导致L=5.15μH。最接近的标准值为4.7μH；因此，Δiriple=0.394 A。电感峰值电流的计算方法如下方程式：
其中：ILOAD（max）=1.2 A。ΔIRIPPLE=0.394 A。因此，电感的计算峰值电流为1.397 A。
但是，为了保护电感器不达到饱和在电流限制条件下，电感应额定对于至少2.0A饱和电流的可靠运行。输出电容器选择根据输出电压纹波选择输出电容器要求，根据以下方程式：
其中：Δiriple=0.394 A。fSW=1.4兆赫。ΔVRIPPLE=33毫伏。
如果陶瓷电容器的ESR为3 mΩ，则C=1.2μF。
由于输出电容器是控制环路稳定性的两个外部组件之一，因此使用ADP2301（1.4MHz开关频率）的大多数应用需要至少10μF的电容以确保稳定性。根据表11中推荐的外部组件，选择22μF，电压额定值为6.3v。
电阻分压器选择
要选择合适的电阻分压器，首先计算输出反馈电阻分压器，然后计算可编程V启动电压的电阻分压器。输出反馈电阻分压器在：
对于3.3V输出电压，根据表11中的建议值，选择R=31.6KΩ和R=10.2KΩ作为反馈电阻分压器。
可编程V启动电压的电阻分压器为在：
如果V=7.8V，选择R=10.2kΩ，然后计算R，在本例中为56kΩ。
电路板布局建议
良好的电路板布局对于从ADP2300/ADP2301获得最佳性能至关重要。布局不当会影响系统的调节性、稳定性以及电磁接口（EMI）和电磁兼容（EMC）性能。PCB布局示例如图50所示。有关良好的PCB布局，请参阅以下指南：
（1）、将输入电容器、电感、捕捉二极管、输出电容器和自举电容器放置在靠近IC的位置，使用短轨迹。
（2）、确保高电流回路轨迹尽可能短和宽。高电流路径如图49所示。
（3）、最大限度地提高元件侧接地金属的尺寸，以改善热耗散。
（4）、使用带有多个过孔的接地平面连接到部件侧接地，以进一步减少敏感电路节点上的噪声干扰。
（5）、将反馈电阻分压器顶部与输出连接的FB记录道长度最小化。此外，请使这些记录道远离高电流记录道和开关节点，以避免噪声拾取。
典型应用电路
