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特征
卓越的夹紧特性；3 mV夹紧错误；1.5 ns超速恢复；最小非线性夹紧区；240兆赫钳位输入带宽；63.9 V钳位输入范围；宽带AD8036 AD8037；小信号240兆赫270兆赫；大信号（4v p-p）195mhz 190mhz；良好的直流特性；2 mV偏移；10 mV/8C漂移；超低失真，低噪音；–72 dBc典型值@20 MHz；4.5nv/Hz输入电压噪声；高速；转换率1500 V/质谱；沉降10ns至0.1%，16ns至0.01%；63 V至65 V电源操作。
应用
ADC缓冲器；中频/射频信号处理；高质量成像；广播视频系统；视频放大器；全波整流器。
产品描述
AD8036和AD8037是宽带、低失真的钳位放大器。AD8036的单位增益稳定。AD8037在两个或更多的增益下是稳定的。这些设备允许设计者指定高（VCH）和低（VCL）输出钳位电压。输出信号将钳制在这些指定的水平。AD8036和AD8037采用独特的专利申请中的CLAMPIN8482;输入钳位结构，与传统的输出钳位装置相比，钳位性能提高了10倍。特别地，钳位误差通常小于或等于3mv，并且钳位区域中的失真最小化。本产品可作为一个经典的运放或钳位放大器，其中高和低输出电压是指定的。
AD8036和AD8037采用电压反馈结构，满足了以前依赖电流反馈放大器的许多应用的要求。AD8036和AD8037显示出异常快速和准确的脉冲响应（16纳秒到0.01%），极宽的小信号钳位是模拟设备公司的商标。
以及大信号带宽和超低失真。AD8036在20兆赫时达到-66 dBc，240兆赫小信号和195兆赫大信号带宽。AD8036和AD8037在1.5ns内从2×钳位过驱动中恢复。这些特性使AD8036/AD8037成为驱动、缓冲闪存和高分辨率ADC的理想选择。
除了传统的输出钳位放大器应用外，输入钳位结构还支持钳位电平作为放大器的附加输入。因此，除了静态dc钳位电平之外，可以将速度高达240mhz的信号应用于钳位引脚。如果VH大于VL，钳位值也可以设置为输出电压范围内的任何值。由于这些钳位特性，AD8036和AD8037可用于非传统应用，例如全波整流器、脉冲发生器或幅度调制器。这些新的应用只是一些不同的应用的例子，可以用输入钳设计。
AD8036提供芯片、工业（–40°C至+85°C）和军用（–55°C至+125°C）封装温度范围，以及工业AD8037。工业版本有塑料浸渍和SOIC；MIL版本有cerdip封装。
绝对最大额定值
电源电压. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .12.6 V；
电压摆幅×带宽积. . . . . . . . . .350 V-MHz；
|VH–车辆识别号|. . .. . . . . . . . . . . . .≤ 6.3 V；
|VL–车辆识别号|. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . ≤ 6.3 V；
内部功耗
塑料浸渍包装（N）. . . . . . . . . . . . . . . . . . .1.3瓦；
小轮廓包（SO）. . . . . . . . . . . . . . . . 0.9瓦；
输入电压（共模）. . . . . . . . . . . . . . . . . . . ±VS；
差分输入电压. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . ±1.2 V；
输出短路持续时间. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .观察功率降额曲线；
储存温度范围N，R. . . . . . . . –65°C至+125°C；
工作温度范围（A级）. . . . . . .. –40°C至+85°C；
铅的温度范围（焊接10秒）. . . . . . .+300摄氏度。
笔记
1、在绝对最大额定值以上列出的应力可能对设备造成永久性损坏。这只是一个压力等级；功能操作在上述条件或任何其他条件下的设备本规范的第节不是隐含的。暴露于绝对最大额定值延长时间的条件可能会影响设备的可靠性。
2、规范适用于自由空气中的装置：8-铅塑料浸渍：θJA=90°C/W；8-铅SOIC：θJA=155°C/W；8-铅Cerdip:θJA=110°C/W。
最大功耗
这些器件可以安全地消耗的最大功率受限于结温的相关上升。塑料封装器件的最大安全结温由玻璃化转变温度决定。在大约150°C的塑料中，暂时超过这个极限可能会导致参数性能的偏移。包装对模具施加的应力的变化。长时间超过+175°C的结温导致设备故障。虽然AD8036和AD8037内部短路保护，但这可能不足以保证最大结温（±150°C）在所有情况下都不会超过。条件。为了保证正确的运行，有必要观察最大功率降额曲线。
一般操作理论
AD8036和AD8037是宽带电压反馈钳位放大器。由于它们的开环频率响应遵循传统的6db/倍频程衰减，因此它们的增益带宽积基本不变。增加它们的闭环增益会导致相应的小信号带宽降低。这可以通过注意AD8036（增益1）和AD8037（增益2）之间的带宽规格来观察。AD8036/AD8037通常保持65度的相位裕度。这一高裕度使信号和噪声峰值的影响最小化。
虽然AD8036和AD8037可用于反转或非反转配置，但钳位功能将仅在非反转模式下工作。因此，本节仅显示非转换配置中的连接。需要反转配置的应用程序将在“应用程序”部分中讨论。在不需要夹紧的应用中，销5和8（分别为VL和VH）可以保持浮动。另请参阅输入钳位放大器操作和应用章节。
反馈电阻选择
反馈电阻的值对于AD8036（增益+1）的最佳性能至关重要，而随着增益的增加，反馈电阻的值则不那么重要。因此，本节专门针对公元8036年。
在最小稳定增益（+1）下，AD8036提供最佳动态性能，RF=140Ω。该电阻仅作为寄生抑制器，防止因引线（输入、反馈）电感和寄生电容而产生的衰减射频振荡这个射频值提供了宽带、低寄生峰值和快速稳定时间的最佳组合。
事实上，出于同样的原因，100–130Ω电阻应与其他AD8036非垂直配置的正输入串联。正确的连接如图69所示。
对于一般的电压增益应用，放大器带宽可近似估计为：
由于放大器的阻尼系数，该估计在增益为+2/-1或更低时失去精度。对于这些“低增益”情况，带宽实际上将超出计算值（参见闭环BW图，图15和27）。
脉冲响应
与传统的电压反馈放大器不同，AD8036和AD8037提供的“按需”电流与输入的“阶跃”信号幅度成比例地增加，而传统的电压反馈放大器的转换速度由其前端直流静态电流和增益带宽积决定。这将产生与宽带电流反馈设计相当的转换速率（1200 V/μs）。这与相对较低的输入噪声电流（2.1pa/√）相结合，使AD8036和AD8037具有电压和电流反馈放大器的最佳特性。
大信号性能
AD8036和AD8037杰出的大信号操作归功于独特的专有设计架构。
为了保持这一性能水平，必须观察到最大的350 MHz的产品，（例如，@ 100 MHz，VO小于3.5 V P P）。
电源和输入钳位旁路
在优化高频电路的性能时，适当的电源旁路是至关重要的。电源线中的电感可以形成谐振电路，从而在放大器的响应中产生峰值。此外，如果必须向负载提供大电流瞬变，则需要旁路电容器（通常大于1μF）以提供最佳的稳定时间和最低的失真。建议采用至少4.7μF、介于0.1μF和0.01μF之间的并联组合。一些品牌的电解电容器需要一个小串联阻尼电阻≈4.7Ω，以获得最佳效果。
当AD8036和AD8037用于钳位模式，并且将直流电压连接到钳位输入VH和VL时，为了保持稳定性，在每个输入引脚和接地之间需要0.1μF的旁路电容器。
驱动电容性负载
AD8036和AD8037主要用于驱动非主动负载。如果需要带电容元件的驱动负载，则通过添加一个小的串联电阻获得最佳频率响应，如图70所示。随附图表显示了RSERIES对电容性负载的最佳值。值得注意的是，驱动大容量容性负载时，电路的频率响应将由RSERIES和CL的无源滚降控制。对于6pf或更小的容性负载，不需要RSERIES。
输入箝位放大器操作
AD8036和AD8037快速、准确的钳位和放大器性能的关键是它们独特的正在申请专利的钳位输入钳位结构。这种新的设计比以前的基于输出钳位的电路减少了10倍以上的钳位误差，同时大大提高了钳位输入的带宽、精度和通用性。
图72是作为单位增益电压跟随器连接的AD8036的理想框图。主信号路径包括A1（1200 V/μs，240 MHz高压增益，差分到单端放大器）和A2（G=+1高电流增益输出缓冲器）。AD8037与AD8036的唯一不同之处在于A1是针对两个或更多的闭环增益进行优化的。
钳位部分由比较器CH和CL组成，比较器CH和CL通过解码器驱动开关S1。与+VIN、VH和VL输入串联的单位增益缓冲器将输入管脚与比较器和S1隔离，而不降低带宽或精度。
这两个比较器的带宽与A1（240mhz）差不多，因此它们可以在AD8036的有效带宽内跟上信号。为了说明箝位电路的操作，考虑VH参考+1v，VL开路，并且通过将其输出通过推荐的140Ω反馈电阻器连接回其反向输入，将AD8036设置为增益+1的情况。请注意，主信号路径始终运行闭环，因为箝位电路仅影响A1的非旋转输入。
如果为刚才描述的连接向AD8036的+VIN施加0 V至+2 V的电压斜坡，则VOUT应完全跟踪+VIN至+1 V，然后应精确限制在+1 V，因为+VIN继续至+2 V。
实际上，AD8036接近这种理想的性能。当+VIN输入电压从零变为1V时，高限比较器CH的输出开始于断开状态，CL的输出也开始于断开状态。当+VIN刚刚超过VIN时（理想情况下，通过说1μV，实际上大约18mV），CH改变状态，将S1从“A”切换到“B”参考电平。由于A1的+输入现在连接到VH，+VIN的进一步增加对AD8036的输出电压没有影响。简而言之，AD8036现在作为VH输入的单位增益缓冲器工作，因为VH中的任何变化，对于VH>1v，将在VOUT忠实地再现。
AD8036对VL上的负输入电压和负钳位电平的操作类似，由比较器CL控制S1。由于比较器将+VIN引脚上的电压视为其共同参考电平，因此电压VH和VL相对于+VIN被定义为“高”或“低”。例如，如果VIN设置为零伏，VH打开，VL为+1v，比较器CL将把S1切换到“C”，因此AD8036将缓冲VL上的电压并忽略+VIN。
AD8036和AD8037的性能与刚才描述的理想非常接近。比较器的阈值从VL和VH上的电压定义的钳位窗口内的60 mV延伸到窗口边缘以外的60 mV。开关S1通过电流控制实现，当输入电压从0.9v穿过比较器的输入阈值到VH=1.0v时，A1+输入从例如VIN到VH进行连续转换。
这些非理想性的实际效果是软化从放大模式到箝位模式的过渡，而不影响由箝位电路设置的绝对箝位极限。图73是AD8036和典型输出箝位放大器的VOUT与VIN的关系图。两个放大器都设置为G=+1和VH=+1 V。
VOUT（理想夹紧）和VOUT（实际）之间的最坏情况误差通常是放大器闭环增益的18mv倍。当VIN等于VH（或VL）时发生这种情况。当车辆识别号高于和/或低于此限值时，输出电压将稳定在理想值的5毫伏以内。
相比之下，输出箝位放大器的传输曲线通常将显示在0.8v输入开始时的一些压缩，并且输出电压可以超过箝位限制高达200mv。此外，由于有效的输出钳位导致放大器在钳位模式下开环工作，放大器的输出阻抗将增加，可能导致额外的误差。
AD8036和AD8037的箝位输入箝位结构只适用于非转换或跟随应用，由于它对输入进行操作，箝位电压电平VH和VL和输入误差限制将乘以放大器的输出端的闭环增益。例如，要为以3.0的增益工作的AD8037设置±1v的输出限制，VH和VL需要分别设置为+0.333 V和-0.333 V。
使用AD8036和AD8037的+VIN，VL，VH管脚作为输入的唯一限制是+VIN和VH或VL之间的最大电压差不应超过6.3 V，并且所有三个电压都在电源电压范围内。例如，如果VL设置为–3 V，则车辆识别号不应超过+3.3 V。
AD8036/AD8037应用
AD8036和AD8037使用独特的输入箝位电路来执行箝位功能。因此，它们提供的夹紧功能比传统的输出夹紧装置更好，并且提供了额外的灵活性来执行其它独特的应用。
然而，对电路配置有一些限制；由于在输入级执行箝位，因此需要进行一些计算以确定箝位电平。
AD8036/AD8037的箝位特性的主要限制是，仅当在非转换模式下使用放大器时才发生箝位。为了钳制逆变电路，需要额外的逆变增益级。另一个限制是VH大于VL，并且每个都在放大器的输出电压范围内（±3.9v）。只要保持VH高于VL，VH可以低于地面，VL可以高于地面。
单位增益钳位
计算钳位电平的最简单电路是图74所示的单位增益跟随器。在这种情况下，应该使用AD8036，因为它被补偿了不可逆的单位增益。
此电路将在VH设置的较高电压（施加到引脚8的电压）和VL设置的较低电压（施加到引脚5的电压）下进行钳位。
增益箝位
图75所示为AD8037，其配置为两个非垂直增益。该电路中使用AD8037，因为它可以补偿两个或更多的增益并提供更大的带宽。在这种情况下，输出端的高箝位电平将在2×VH时发生，输出的低钳位电平为2×VL。在配置为不改变增益的电路中，控制输出钳位电平的方程如下：
其中：VCH为高输出钳位电平；
VCL是低输出箝位电平；
G是放大器配置的增益；
VH是高输入夹紧电平（引脚8）；
VL是低输入夹紧级别（引脚5）；
*放大器偏移量假定为零。
偏置夹紧
有些运放电路需要在偏置电压下工作。这些通常在逆变模式下配置，在这种模式下，偏置电压可以作为一个输入相加。由于AD8036/AD8037箝位在反转模式下不起作用，因此无法使用此配置进行箝位。
图76显示了AD8037的非旋转配置，该配置提供了箝位并具有偏移量。9251;该电路将AD8037显示为AD9002、8位、125 Msps a/D转换器的驱动器，并说明了使用带有偏移量和箝位的AD8037的一些注意事项。
AD9002的模拟输入范围为接地至-2V。输入范围外的电压不应超过0.5V，以防止中断A/D的内部工作并避免产生过大电流这些要求使得AD8037成为信号调理的首选。
当一个偏移量被加到一个非垂直运放电路中时，它通过一个电阻被输入到反向输入端。结果是运算放大器现在必须在大于单位的闭环增益下工作。对于该电路，选择了两个增益，从而允许使用AD8037。反馈电阻R2被设置为301Ω，以使AD8037在增益为2时具有最佳性能。
偏移量和增益之间存在相互作用，因此必须进行一些计算以得出R1和R3的正确值。对于两个增益，电阻R1和R3的并联组合必须等于反馈电阻R2。因此R1×R3/R1+R3=R2=301Ω，用于提供偏移的参考是其输出为2.5v的AD780。必须将其向下分割以提供所需的1v偏移。因此2.5 V × R1/(R1 + R3) = 1 V，当两个方程同时求解时，我们得到R1=499Ω和R3=750Ω（在所有情况下使用最接近的1%电阻值）。输入端的正1V偏移量转换为输出端的-1V偏移量。
AD9002的可用输入信号摆幅为2V p-p。这是以-1V偏移为中心的，使可用信号的范围从0V到-2V。最好对输入信号进行钳制，使其在两个方向上超出该范围不超过100mV。因此，高箝位电平应设置为+0.1V，低箝位电平应设置为-2.1V，如AD9002（AD8037的输出）的输入所示。
因为箝位是在AD8037的输入级完成的，所以在输出端看到的箝位电平不仅受到前面描述的电路增益的影响，而且还受到偏移的影响。因此，为了获得所需的钳位电平，VH必须偏置在+0.55v，而VL必须偏置在-0.55v。
可通过以下方法计算输出处的夹紧水平：
VCH= VOFF + G × VH
VCL= VOFF + G × VL
其中：VOFF是在输出端出现的偏移电压。
用于产生VH和VL电压的电阻器应保持在最小值，以减少由于钳位偏置电流引起的误差。该电流取决于VH和VL（见图61），并将在每个钳位输入串联的任何电阻上产生电压降。这个额外的误差电压乘以放大器的闭环增益，可以是实质性的，特别是在高闭环增益配置中。应在输入夹脚VH和VL与接地之间放置一个0.1μF的旁路电容器，以确保稳定运行。
1N5712肖特基二极管用于保护AD9002中的衬底二极管在通电瞬态期间不受正向偏压。
可编程脉冲发生器
AD8036/AD8037的钳位输出设定准确，电平控制良好。这加上宽频带和高转换率，使它们非常适合于可编程电平脉冲发生器。
图77是一个脉冲发生器的示意图，该脉冲发生器可以直接接收TTL生成的定时信号作为其输入，并以2500v/微秒的转换速率在高达24v p-p的输出下生成脉冲。输出电平可编程为-12 V至+12 V范围内的任何位置。
该电路使用AD8037以2的增益与AD811一起工作，以将输出提高到±12 V的范围。AD811的选择是因为它能够在±15V电源下工作，并且具有很高的转换率。
R1和R2作为电平移位器使TTL信号电平在地上和地上近似对称。这确保了高和低逻辑电平都将被AD8037钳制。对于输出脉冲中控制良好的信号电平，高电平和低电平输出应该由AD8037的钳位作用产生，而不是由通过线性放大器的高电平或低电平逻辑控制。为了在输出脉冲处获得良好的上升和下降时间，应使用具有高速边缘的逻辑族。
高逻辑电平被钳制在VH电压的两倍，而低逻辑电平被钳制在VL电压的两倍。AD8037的输出由以5的增益工作的AD811放大10的总增益将导致高输出电平是VH电压的10倍，而低输出电平是VL电压的10倍。
高速全波整流器
箝位输入是运算放大器输入级的附加输入。因此，它们具有与放大器输入相当的输入带宽，并且当它们被动态驱动时，它们具有一些独特的功能。
图78是全波整流器的示意图，有时称为绝对值发生器。它的工作频率高达20兆赫，可以在更高的频率下工作，但性能有所下降。失真性能明显优于基于二极管的全波整流器，特别是在高频下。
该电路被配置为一个增益为1的反向放大器。该输入驱动逆变放大器，也直接驱动VL，低电平箝位输入。高电平箝位输入VH保持浮动，在该电路中不起作用。
当输入端为负时，放大器作为一个常规的单元反向放大器，以与输入端相反的极性相同的振幅输出一个正信号。VL由输入负驱动，因此它不执行箝位动作，因为正输出信号总是高于负电平驱动VL。
当输入为正时，输出结果是两个独立效果的总和。首先，由于单位增益反转配置，反向放大器将输入乘以–1。这有效地产生了如上所述的偏移量，但动态水平等于输入的–1倍。
其次，虽然正极输入接地（通过100Ω），但输出被钳制在施加到VL的电压（在这种情况下为正极动态电压）的两倍处。二的因素是因为放大器的噪声增益是二。
这两个动作之和产生的输出等于正输入信号的输入信号的单位乘以输入信号，见图79。输入信号为20 MHz，振幅为±1 V的输入/输出范围照片，见图80。
因此，对于正或负输入信号，输出是输入信号绝对值的单位乘以。通过将输入应用于VH而不是VL，该电路可以容易地被配置成产生输入的负绝对值。
当输入过零时，电路可以在大约40毫伏的接地范围内。这个电压在很宽的频率范围内是固定的，是传统运放输入和钳位输入之间切换的结果。但由于没有二极管能快速地从正向偏压切换到反向偏压，其性能远远超过基于二极管的全波整流器。
所提到的40毫伏偏移量可以通过向电路中添加偏移量来消除。27.4 kΩ输入电阻到反向输入的增益为0.01，而电路的增益仅变化1%。这个电阻的正负4V直流电平（取决于整流器的极性）将补偿偏移量。
全波整流器在调幅信号检测、高频交流电压表和各种运算中有着广泛的应用。
调幅器
除了能够被配置为幅度解调器（AM检测器）之外，AD8037还可以被配置为如图81所示的幅度调制器。
AD8037的正输入由足够振幅的方波驱动，以产生高电平和低电平的钳位动作。这是高频载波信号。
调制信号同时应用于单位增益反向放大器的输入和较低的箝位输入VL。VH在+0.5v dc时有偏压。
为了理解电路操作，首先考虑一个简单的电路是有帮助的。如果VL和VH都在-0.5v直流偏置，并且载波和调制输入如上所述驱动，则输出将是载波频率处的2v p-p方波，在调制频率处的波形上。反向输入（调制信号）在输出端产生与2v p-p方波不同的偏移量。因为电路的噪声增益是2，所以高电平和低电平都是钳位输入电平的两倍。
当VL由调制信号驱动而不是保持在dc电平时，会出现更复杂的情况。产生的波形由上包络和下包络组成，其中载波方波在上包络和下包络之间。在典型的AM波形中，上下包络波形是180°异相。
上包络由上钳位电平产生，上钳位电平被施加到反向输入的波形所偏移。由于反向配置，该偏移量与输入波形的极性相反。
较低的包络线是由两个效应之和产生的。首先，它被应用于反向输入的波形所偏移，如在上述简化电路的情况下。此偏移的极性与上封套的方向相同。第二，通过施加到VL的调制信号，在偏移电压的两倍处以偏移的相反方向驱动输出。这是因为噪声增益等于2，并且由于此连接中没有反转，所以它与偏移相反。
下包络输出的结果是这两个效应的总和，这两个效应产生调幅波形的下包络。见图82。
该电路通过改变调制信号的幅度来改变调制深度。这会改变上下包络波形的振幅。
调制深度也可以通过改变施加到VH的直流偏置来改变。在这种情况下，上下包络波形的振幅保持不变，但它们之间的间隔会改变。这会改变包络振幅与整个波形振幅的比率。
布局注意事项
AD8036和AD8037的指定高速性能要求仔细注意电路板布局和元件选择。正确的射频设计技术和低通寄生元件的选择是强制性的。
PCB应具有一个接地平面，覆盖电路板组件侧的所有未使用部分，以提供低阻抗路径。接地平面应远离输入引脚附近的区域，以减少杂散电容。
芯片电容器应用于电源和输入钳位旁路（见图83）。一端应连接到接地平面，另一端应在每个电源和夹紧销的1/8英寸范围内。另外一个大的（0.47μF–10μF）钽电解电容器应并联，虽然不一定如此接近，以在输出端为快速、大信号变化提供电流。
反馈电阻应靠近反向输入引脚，以便将该节点的杂散电容保持在最小值。在逆变输入端，小于1pf的电容变化将显著影响高速性能。
长信号道（大于1英寸）应采用带状线设计技术。它们的设计应具有50Ω或75Ω的特性阻抗，并在每端正确端接。
评估委员会
可提供AD8036和AD8037的评估板，该评估板经过精心布置和测试，证明可以实现设备的指定高速性能。有关订购信息，请参阅订购指南。
评估板的布局可以如图所示使用，也可以作为评估板布局的指南。
