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特征
超低噪声前置放大器；电压噪声=0.74 nV/√Hz；电流噪声=2.5pa/√Hz；3dB带宽：120MHz；低功率：125mw/通道；具有可编程postamp的宽增益范围；–4.5分贝至+43.5分贝；+7.5分贝至+55.5分贝；低输出参考噪声：典型为48 nV/√Hz；有源输入阻抗匹配；为10/12位ADC优化；可选择的输出钳位电平；单个5 V电源操作；提供节省空间的芯片级封装。
应用
超声波和声纳时间增益控制；高性能AGC系统；I/Q信号处理；高速双模数转换器驱动器。
一般说明
AD8331/AD8332是单通道和双通道超低噪声，线性，分贝，可变增益放大器。尽管优化了对于超声波系统，它们可用作低噪声变量频率高达120兆赫的增益元件。每个通道由一个超低噪声前置放大器（LNA）组成，X-AMP；VGA，增益范围为48分贝，增益可选具有可调输出限制的后放大器。LNA的收益是19分贝，单端输入和差分输出能力精确可编程的有源输入阻抗匹配选择外部反馈电阻器。有源阻抗控件可优化应用程序的噪声性能从输入匹配中受益。
VGA的48分贝增益范围使这些设备适合适用于多种应用。出色的带宽均匀性是在整个范围内保持。增益控制接口提供50分贝/伏的精确线性分贝控制电压介于40 mV和1 V之间。工厂微调确保性能优异部分对部分和通道对通道增益匹配。有差别的信号路径会导致极好的二阶和三阶失真性能和低串扰。
VGA的低输出参考噪声有利于驱动高速差分ADC。后放大器的增益可以引脚选择为3.5分贝或15.5分贝，以优化增益范围和12位或10位转换器应用的输出噪声。这个输出可以限制在用户选择的钳位电平，防止后续ADC的输入过载。外部的电阻器调节夹紧水平。工作温度范围为-40°C至+85°。这个AD8331有一个20导联的QSOP包，并且28铅TSSOP和32铅LFCSP包装中的AD8332。他们
需要一个5伏的电源和静止电源功耗为125 mW/ch。断电（启用）引脚为提供。
操作理论
概述
以下讨论适用于所有零件号。图56和图1分别是AD8331和AD8332的功能框图。
每个通道都包含一个LNA，它提供用户可调输入阻抗终端、一个差分X-AMP VGA和一个具有可调输出电压限制的可编程增益后放大器。图57显示了一个简化的框图。
为了获得斜率和绝对精度，对线性in-dB增益控制接口进行了裁剪。总增益范围为48分贝，从-4.5分贝扩展到+43.5分贝或从+7.5分贝扩展到+55.5分贝，具体取决于HILO引脚的设置。增益控制接口的斜率为50 dB/V，增益控制范围为40 mV至1 V，导致以下增益表达式：
增益特性如图58所示。
当模式设置为高时（如果可用）：
LNA将单端输入转换为具有19分贝电压增益的差分输出。当只使用一个输出时，增益为13db。逆变输出用于有源输入阻抗终端。每个LNA输出电容耦合到VGA输入。VGA由一个48分贝范围的衰减器和一个21分贝增益的放大器组成，净增益范围为-27分贝到+21分贝。X-AMP增益内插技术具有增益误差小、带宽均匀、差分信号路径失真小等优点。
最后一级是增益为3.5db或15.5db的逻辑可编程放大器。根据输出参考噪声和绝对增益范围，为12位和10位A/D转换器应用优化了LO和HI增益模式。输出电压限制可由用户编程。
低噪声放大器（LNA）
良好的噪声性能依赖于信号链开始处的专有超低噪声前置放大器，它将以下VGA中的噪声贡献降至最低。有源阻抗控制优化了噪声性能的应用，有利于输入匹配。
图59显示了LNA的简化示意图。INH与源电容耦合。片上偏压发生器将输出直流电平集中在2.5v，输入电压集中在3.25v。与输入耦合电容器C值相同的电容器C从LMD管脚接地。
LNA支持差分输出电压高达5 V P p，正负偏移约±1.25 V，共模电压为2.5 V。由于差分增益幅度为9，饱和前的最大输入信号为±275 mV或550 mV p·P。过载保护确保大输入电压的快速恢复时间。由于输入端电容耦合到接近中电源的偏压上，因此可以在不与ESD保护交互的情况下处理非常大的输入端。
低值反馈电阻和输出级的电流驱动能力允许LNA实现0.74nv/√Hz的低输入电压噪声。这是通过每通道10毫安（50兆瓦）的适度电流消耗实现的。片上电阻匹配的精确增益为每边4.5（9差分），这对精确的阻抗控制至关重要。全微分拓扑和负反馈的使用将失真降到最低。低HD2在二次谐波超声成像应用中尤为重要。差分信号在每个输出端实现较小的摆动，进一步减少三阶失真。
LNA支持通过一个外部分路反馈电阻器从引脚LON到引脚INH进行有源阻抗匹配。输入电阻R由方程5给出，其中A是4.5的单端增益，6kΩ是未端接的输入阻抗。
C需要与R串联，因为引脚LON和INH的直流电平不相等。在“应用程序”一节中可以找到用R来选择R和用C来选择R的表达式。C和铁氧体磁珠提高了环路增益下降时的高频稳定性，并防止了峰值。低噪声放大器的频率响应图如图19和图20所示。对于匹配的输入阻抗为50～200μm，带宽约为130 MHz，在较高的源阻抗下下降。未端带宽（r＝0）约为80 MHz。
除了VGA的100Ω输入阻抗（200Ω差分），每个输出可以驱动低至100Ω的外部负载。允许电容性负载高达10 pF。所有负载应为交流耦合。通常，PIN ROP输出被用作辅助电路的单端驱动器，例如用于多普勒模式超声成像的驱动器和PIN Lon驱动器R。另外，除了有源反馈终止之外，可以从两个输出驱动差分外部电路。在这两种情况下，应仔细观察应用部分中讨论的重要稳定性考虑因素。
每个LNA输出的阻抗为5Ω。在驱动VGA时，开路增益降低0.4分贝，在输出端附加100Ω负载时降低0.8分贝。低噪声放大器的差分增益提高了6db。如果两侧的负载小于200Ω，则建议在相反的输出端使用补偿负载。
低噪声
输入参考电压噪声对系统性能有重要限制。LNA的短路输入电压噪声为0.74 nV/Hz Hz或0.82 nV/Hz Hz（最大增益），包括VGA噪声。开路电流噪声为2.5pa/√Hz。这些测量在没有反馈电阻的情况下进行，为计算图60中配置的输入噪声和噪声系数性能提供了基础。图61和图62是从这些结果中提取的模拟，输入与50Ω源主动匹配的4.1 dB NF测量。未终止（R=∞）操作具有最低的等效输入噪声和噪声系数。图61显示了噪声系数与源电阻的关系，在低R时上升，其中LNA电压噪声比源噪声大，在高R时由于电流噪声再次上升。所有曲线均包含VGA输入参考电压噪声2.7nV/√Hz。
输入阻抗匹配的主要目的是改善系统的暂态响应。在电阻端接时，由于匹配电阻的热噪声和LNA输入电压噪声发生器的贡献增加，输入噪声增大。然而，在有源阻抗匹配的情况下，两者的贡献比电阻端接的贡献小1/（1+LNA增益）。图61显示了它们的相对噪声系数（NF）性能。在这个图中，输入阻抗被R扫过以保持每个点的匹配。对于电阻、有源和未端接配置，50Ω源阻抗的噪声系数分别为7.1db、4.1db和2.5db。200Ω的噪声系数分别为4.6分贝、2.0分贝和1.0分贝。S公司
图62是各种R值的NF与R的关系图，这对设计有帮助。主动匹配输入的NF平台减轻了源阻抗的变化。为了比较，前置放大器的增益为19 dB，噪声频谱密度为1 nV/y Hz，与3.75 nV/y Hz的VGA相结合，将产生约1.5 dB（对于大多数输入阻抗）的噪声系数劣化，明显比AD8332性能差。
对于单端和差分输出应用，LNA的等效输入噪声是相同的。在没有VGA噪声的情况下，在50Ω时，LNA噪声系数提高到3.5db，但这不包括与LOP连接的其他外部电路的噪声贡献。当在单独的电路板上驱动外部电路时，通常建议使用串联输出电阻器以达到稳定目的（参见应用部分）。在低噪声应用中，铁氧体磁珠更为理想。
可变增益放大器
差分X-AMP VGA提供精确的输入衰减和插值。它具有2.7nv/√Hz的低输入参考噪声和良好的增益线性。简化的框图如图63所示。
X-AMP VGA
VGA的输入是一个差分R-2R梯形衰减器网络，每级6分贝，净输入阻抗为200Ω差分。梯形图由来自LNA的全差分输入信号驱动，不用于单端操作。低噪声放大器输出是交流耦合，以减少偏移和隔离其共模电压。VGA输入通过梯形图的中心抽头连接偏向VCM，VCM通常设置为2.5 V，并从外部绕过以提供干净的交流接地。
输入衰减器中连续级的信号电平以6分贝的步幅从0分贝降至-48分贝。X-AMP的输入级沿阶梯分布，由增益接口控制的偏置内插器确定输入抽头点。在重叠的偏置电流下，来自连续抽头的信号合并，以提供从0分贝到-48分贝的平滑衰减范围。该电路技术具有良好的线性in-dB增益规律一致性和较低的失真度，偏离理想值±0.2db或更低。增益斜率相对于控制电压是单调的，并且随着过程、温度和电源的变化而稳定。
X-AMP输入是12增益反馈放大器的一部分，它完成了VGA。它的带宽是150兆赫。输入级的设计目的是减少对输出的馈通，并确保在增益设置范围内具有良好的频率响应均匀性（见图8和图9）。
增益控制
VGA衰减器的位置由单端模拟控制电压V控制，输入范围为40 mV至1.0 V。增益控制比例调整为50 dB/V（20 mV/dB）。超出控制范围的V值饱和到最小或最大增益值。AD8332的两个通道都由一个增益接口控制，以保持匹配。增益可以用方程式1和2计算。
增益精度非常好，因为缩放因子和绝对增益都是工厂修剪的。对于温度、过程、电源电压、内插器增益纹波、微调误差和测试仪限值的变化，相对于理论增益表达式的总精度为±1db。对于给定的一组条件，相对于最佳拟合线的增益误差通常为±0.2db。通道之间的增益匹配优于0.1dB（见图7，显示了控制范围中心的增益误差）。当V<0.1或>0.95时，增益误差略大。
增益斜率可以反转，如图58所示（在大多数版本中可用）。增益下降斜率为-50分贝/伏跨增益控制范围从最大到最小增益。这种斜率在应用中很有用，例如自动增益控制，其中控制电压与测量的输出信号幅度成比例。通过设置模式引脚HI选择反向增益模式。
增益控制响应时间小于750ns，在从最小增益到最大增益变化的最终值的10%范围内。
VGA噪声
在典型应用中，VGA将宽动态范围的输入信号压缩到ADC的输入范围内。虽然LNA的输入参考噪声限制了最小可分辨输入信号，但主要取决于VGA的输出参考噪声限制了可以在任何一个特定增益控制电压下处理的最大瞬时动态范围。该限制是根据ADC的量化噪声地板来设置的。
在图21和图23中，针对短路输入条件绘制了输出和输入噪声（称为V的函数）。输入噪声电压简单地等于输出噪声除以控制范围内每个点的测量增益。获得
输出参考噪声在大部分增益范围内平坦，因为它由VGA的固定输出参考噪声控制。低增益模式下为48 nV/√Hz，高增益模式下为178 nV/√Hz。在增益控制范围的高端，以低噪声放大器和源的噪声为主。输入参考噪声达到其最大值附近的最大增益控制电压，其中输入的贡献的VGA变得非常小。
在较低的增益下，输入参考噪声，因此噪声系数，随着增益的减小而增大。然而，系统的瞬时动态范围不会丢失，因为输入容量会随之增加。ADC噪声地板的贡献也具有相同的依赖性。重要的关系是VGA输出噪声下限相对于ADC的大小。
由于其低输出参考噪声水平，这些设备理想地驱动低压adc。转换器的噪声下限每2位分辨率下降12分贝，并且在较低的输入满标度电压和较高的采样率下下降。ADC量化噪声在应用部分讨论。
前面的噪声性能讨论适用于差分VGA输出信号。虽然在单端和差分应用中LNA噪声性能相同，但VGA性能却不同。在单端使用时，VGA的噪声明显更高，因为其偏置噪声的贡献被设计为在差分信号中抵消。当需要低噪声时，变压器可用于单端应用。
增益控制噪声是非常低噪声应用中的一个问题。增益控制接口中的热噪声可以调节信道增益。产生的噪声与输出信号电平成正比，通常只有在出现大信号时才明显。它的影响只有在低增益模式下才能观察到，在低增益模式下，噪声底明显较低。增益接口包括片内噪声滤波器，其在高于5mhz的频率下显著降低该效应。应注意尽量减少增益输入处的噪声冲击。外部RC滤波器可用于去除V源噪声。滤波器带宽应足以容纳所需的控制带宽。
共模偏置
一个内部偏压网络连接到一个中间供电电压，在VGA和postamp中建立共模电压。外部旁路缓冲器维持电压。旁路电容器形成一个重要的交流接地连接，因为VCM网络内部有许多重要的连接，包括VGA差分输入衰减器的中心抽头、VGA固定增益放大器的反馈网络和两种增益设置下的后放大器的反馈网络。为获得最佳效果，请使用1 nF和0.1μF电容器并联，1 nF最接近管脚VCM。为每个通道提供单独的VCM管脚。对于与3V ADC的直流耦合，通过偏置VCM引脚将输出共模电压调整为1.5V。
后放大器
最后一级的可选择增益为3.5db或15.5db，由逻辑管脚HILO设置。这些对应于1.5或6的线性增益。后放大器的简化框图如图64所示。
单独的反馈衰减器实现两个增益设置。它们与适当缩放的输入级一起选择，以在两个增益模式（~150mhz）之间保持恒定的3db带宽。高增益模式下的转换速率为1200 V/微秒，低增益模式下的转换速率为300 V/微秒。高增益和低增益模式的反馈网络在工厂进行了微调，以调整每个通道的绝对增益。
噪声
后放大器的拓扑结构提供具有两个增益设置和可变输出的恒定输入错误噪声。高增益模式下的输出参考噪声（随增益）增加4。当驱动具有更高噪声地板的转换器时，建议使用此设置。额外的增益适当地提高了输出信号电平和噪声下限。当驱动输入噪声较低的电路时，LO增益模式优化了输出动态范围。
尽管ADC的量化噪声下限取决于许多因素，但48 nV/√Hz和178 nV/√Hz电平分别非常适合大多数12位和10位转换器的平均要求。在应用部分中描述的另一种技术可以将噪声地板扩展得更低，以便可能与14位adc一起使用。
输出钳位
当在2.5 V共模电压下工作时，输出内部限制在4.5 V p-p差分水平。postamp实现了一个可选的输出钳位，该钳位通过电阻从R接地。表列出了推荐的电阻值。
如果需要，输出箝位可用于ADC输入过载保护，或在较低共模电平（如1.5 V）下操作时用于放大器后过载保护。用户应意识到，随着输出电平接近箝位电平，失真产物会增加，并应相应地调整箝位电阻。另外，请参见应用程序部分。
在LO或HI模式下，箝位电平的精度约为±5%。图65说明了一些R值的输出特性。
应用
LNA–外部组件
必须将LMD引脚（连接到偏置电路）旁路接地，并使用2.2 nF至0.1μF电容器将信号源电容耦合到INH引脚（见图66）。
LNA的未端接输入阻抗为6 kΩ。用户可以合成50Ω到6 kΩ之间的任何LNA输入电阻。R根据方程式6计算或从表中选择。
当使用有源输入端接时，需要0.1μF电容器（C）来隔离LNA的输入和输出偏置电压。
并联输入电容器C降低了在更高频率下的增益峰值，在更高频率下，由于LNA的高频增益衰减，有源终端匹配丢失。建议值如表所示；对于未端接的应用，将电容值减少一半。
当引脚INH的长轨迹不可避免时，或者如果两个LNA输出驱动外部电路，与引脚INH串联的小铁氧体磁珠（FB）保持电路稳定性，对噪声的影响可以忽略不计。所示的磁珠在100兆赫时为75Ω（Murata BLM21或等效）。其他值可能会被证明是有用的。
图67显示了LNA输出的互连细节。由于LNA输出端和VGA输入端的直流电平不同，需要在两者之间进行电容耦合，以消除LNA的偏移。建议电容值为0.1μF。由于5Ω输出电阻，LNA输出和VGA输入之间的增益损失为0.4 dB。LOP和LON输出处的附加负载将影响LNA增益。
两个LNA输出都可用于驱动外部电路。
在需要单端LNA输出的情况下，应该使用LOP。用户应注意LNA输出的杂散电容负载，特别是LON。LNA可与10 pF并联驱动100Ω。如果LNA输出被路由到远程PC板，它将通过添加49.9Ω系列电阻器或75Ω/100 MHz磁珠来承受高达100 pF的负载电容。
增益输入
引脚增益是AD8332的两个通道的共同点。输入阻抗名义上为10 MΩ，建议使用100 pF至1 nF的旁路电容器。
并联装置可由公共电压源或DAC驱动。去耦应考虑驱动波形的任何带宽因素，使用总分布电容。
如果低增益模式下的增益控制噪声成为一个因素，在增益管脚处保持≤15 nV/√Hz的噪声将确保令人满意的噪声性能。增益引脚处的内部噪声低于15 nV/√Hz。增益控制噪声在高增益模式下可以忽略不计。
VCM输入
引脚VCM、VOL和VOH的共模电压默认为2.5 Vdc。与输出AC耦合应用，VCM引脚将不终止；但是，它仍然必须绕过接近内部电路的交流接地。VGA输出可以是dc连接到差分负载，例如ADC。通过在引脚VCM处施加所需电压，可以在引脚VOH和VOL处实现1.5v到3.5v之间的共模输出电压电平。在单独的PC板上驱动负载时，不建议使用直流耦合操作。
VCM引脚上的电压由内部缓冲器提供，输出阻抗为30Ω，默认输出电流为±2毫安（见图68）。如果VCM引脚由外部电源驱动，其输出阻抗应小于30Ω，其电流驱动能力应大于2毫安。如果几个设备的VCM管脚并联，外部缓冲器应该能够克服它们的集体输出电流。当使用非2.5v的共模电压时，需要一个限压电阻器R来防止过载。
逻辑输入ENB、MODE和HILO
所有使能管脚的输入阻抗名义上为25kΩ，可被拉至5V（建议使用一个上拉电阻器）或由任何3V或5V逻辑系列驱动。启用管脚执行断电功能，禁用时，VGA输出接近地面。可以从一个公共源驱动多个设备。有关由启用管脚控制的电路功能，请参阅管脚功能表。
Pin HILO与3v或5v CMOS逻辑系列兼容。根据所需的增益范围和输出噪声，它要么接地，要么拉高到5伏。
可选输出电压限制
RCLMP引脚为用户提供了一种方法，当与没有防止输入过驱动规定的负载一起使用时，可以限制输出电压的摆动。峰间限制电压由一个电阻对地调整，表中列出了几个电压等级和相应的电阻值。未连接时，默认限制级别为4.5 V p-p。
请注意，随着波形振幅接近限幅，三次谐波失真将增加。对于最小失真，应将钳位电平设置为高于转换器输入范围。对于1v p-p线性输出范围，建议钳制水平为1.5vp-p；对于2vp-p范围，建议钳制水平为2.7vp-p；对于0.5vp-p操作，建议钳制水平为1vp-p。最佳解决方案将通过实验确定。图69显示了作为2v p-p输出信号的极限电平的函数的三次谐波失真。在高增益模式下需要更宽的限制电平。
输出滤波和串联电阻要求
为确保增益控制范围高端的稳定性，当驱动大电容负载或其他电路板上的电路时，建议将串联电阻或铁氧体磁珠用于输出，。这些组件可以是外部噪声滤波器的一部分。
对于低增益模式和100Ω用于高增益模式（见图66），并放置在引脚VOH和VOL附近。低值电阻允许用于附近负载或增益小于40 dB的应用。根据经验选择较低的值是最好的。
抗混叠噪声滤波器通常与ADC一起使用。过滤器要求取决于应用程序。
当ADC位于一个单独的板上时，大多数滤波器元件应放置在附近，以抑制板间拾取的噪声，并减轻ADC输入的电荷回退。任何超过输出稳定性要求的串联电阻都应放在ADC板上。图70显示了带宽为20 MHz的二阶低通滤波器。电容器与ADC的10pf输入电容一起选择。
驱动ADC
输出驱动器将容纳广泛的ADC。VGA的噪声下限要求取决于许多应用因素，包括位分辨率、采样率、满标度电压和噪声/抗混叠滤波器的带宽。输出噪声下限和增益范围可通过选择高或低增益模式进行调整。
两种增益模式的相对噪声和失真性能可在图21和图27至图37中进行比较。本振增益模式的48 nV/√Hz噪声下限适用于具有更高采样率或分辨率（例如12位）的转换器。两种增益模式都可以适应高达4v p-p的ADC满标度电压。由于失真性能对高达4vp-p的输出电压仍然有利（见图32），因此可以通过在输出端使用电阻衰减器（或变压器）进一步降低输出参考噪声。图71中的电路的输出满标度范围为2v p-p，增益范围为-10.5db至+37.5db，输出噪声下限为24nv/√Hz，因此适合一些14位ADC应用。
超载
当增益设置为意外高时，这些设备会优雅地响应使其输入级过载的大信号和使VGA过载的正常信号。每一级的设计都是为了在增益设置或输入振幅减小时，获得干净的有限过载波形和快速恢复。
在输入VGA之前，在LNA输入处大于±275mv的信号被剪裁为5v p-p差分。图44显示了对1v p-p输入突发的响应。对称超负荷波形在应用中非常重要，如连续波多普勒超声，其中超负荷时LNA输出的频谱至关重要。输入级也被设计成可容纳高达±2.5V的信号，而不触发慢定ESD输入保护二极管。
VGA的两个阶段都容易过载。Postamp限制更为常见，其结果是图45所示的干净限制输出特性。在更极端的条件下，X-AMP将过载，导致图46中明显的小故障。在所有情况下恢复都很快。图72中的图表总结了导致不同类型过载的输入信号和增益的组合。
前面提到的箝位接口控制了最大输出摆幅及其过载响应。当没有R电阻器时，该电平默认为接近4.5V p-p差分，以保护以2.5V共模为中心的输出。当其它共模电平通过VCM管脚设置时，应选择R值以保证正常过载。对于1.5 V或3.5 V共模电平，建议值为8.3 kΩ或更低（对于高增益模式，建议值为7.2 kΩ）。这将限制输出摆幅略高于2 V p-p差。
可选输入过载保护。
对LNA输入施加高瞬态的应用可受益于钳位二极管的使用。一对背靠背肖特基二极管可以将这些瞬态降低到可管理的水平。图73说明了如何连接这样的二极管保护方案。
在选择过载保护时，最重要的参数是正向和反向电压以及t（或τ）。图73所示的英飞凌BAS40系列在1毫安下的τ为100 ps，V为310 mV。这些规范的许多变体可以在供应商目录中找到。
布局、接地和旁路
由于其优良的高频特性，这些器件对其PCB环境非常敏感。要实现预期的性能，需要注意对良好的高速板设计至关重要的细节。
建议采用带电源和接地板的多层板，信号层中未使用的区域应填满地面。多个电源和接地引脚为设备提供可靠的电源分配，必须全部连接。每个电源引脚应具有多个高频陶瓷芯片电容器值，以在较宽的频率范围内保持低阻抗接地路径。电容值应为0.01μF至0.1μF，与100 pF至1 nF平行，并尽可能靠近管脚。应使用铁氧体磁珠将LNA电源引脚与VGA分离。与去耦电容器一起，铁氧体磁珠有助于消除不需要的高频，而不会降低净空，小值电阻也是如此。
几个重要的LNA区域需要特别护理。在连接到连接到引脚VIN和VIP的耦合电容器之前，LON和LOP输出轨迹必须尽可能短。R也必须放在长销附近。电阻器必须尽可能靠近VGA输出引脚VOL和VOH，以减轻连接痕迹的负载影响。数值在标题为输出滤波和串联电阻要求的章节中讨论。
信号轨迹必须短而直接，以避免寄生效应。当有互补信号时，应采用对称布置以保持波形平衡。在长距离运行差分信号时，PCB记录道应保持相邻。
多输入匹配
不同阻抗的多个源的匹配可以完成，如图75的电路所示。继电器和低电源电压模拟开关可用于在多个电源及其相关反馈电阻之间进行选择。本例中显示了一个ADG736双单刀双掷开关；但是，也可以使用多个开关，用户可参考开关和多路复用器的模拟设备选择指南。
禁用LNA
在可接近的地方，LNA使能管脚接地将使LNA断电，从而使电流减少约一半。在此模式下，LNA输入和输出引脚可能保持未连接状态，但必须将电源连接到所有电源引脚，才能使禁用电路工作。图74以AD8331为例说明了这些连接。
测量注意事项
50Ω条件下测量的典型测量配置和正确的接口值。
使用图53进行短路输入噪声测量。输入参考噪声级是通过将输出噪声除以点A和点B之间的数值增益来确定的，并考虑频谱分析仪的噪声地板。由于直接驱动50Ω负载，因此应在每个感兴趣频率和低信号电平下测量增益。进行噪声测量时，发电机被拆下。
超声TGC应用
AD8332理想地满足医学和工业超声应用的要求。TGC放大器是此类应用中的关键子系统，因为它提供了反射超声能量的回声定位方法。
使用AD8332和AD9238 12位高速ADC（转换速度高达65 MSPS）的双全差分系统的示意图。在本例中，VGA输出是dc耦合的，使用ADC的参考输出和电平移位器来将共模输出电压居中以匹配转换器的输出电压。参考转换器的数据表，确定是否需要外部CMV偏置。如果VGA和ADC的CMV相差很大，建议使用交流耦合。
使用所示的电路和连接到笔记本电脑的高速ADC FIFO评估工具包，可以在AD8332上执行FFT。车载时钟为20兆赫，低通滤波最小，两个通道均采用1兆赫滤波正弦波驱动，THD为-75分贝，噪声下限为-93分贝，HD2为-83分贝。
