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特征
4–20毫安，0–20毫安输出范围预校准输入范围：0伏至2伏，0伏至10伏；精密电压基准；可编程为2.000 V或10.000 V；单电源或双电源操作；宽电源范围：4.5 V至36 V；广泛的产出遵从性；输入缓冲放大器；开环报警；可选外通晶体管；自热误差；0.002%典型非线性。
产品描述
AD694是一个单片电流变送器，它接受高电平信号输入，驱动标准的4-20毫安电流回路，用于控制阀门、执行器和过程控制中常用的其他设备。输入信号由输入放大器缓冲，该输入放大器可用于缩放输入信号或缓冲电流模式DAC的输出。通过简单的引脚捆扎选择0 V至2 V和0 V至10 V的预校准输入量程；其他量程可使用外部电阻编程。
输出级符合性延伸至VS的2V范围内，其特殊设计允许输出电压延伸至双电源操作中的公共电压以下。警报警告4–20毫安回路开路或输出级不一致。
AD694薄膜电阻的主动激光微调可在不需要额外调整和校准的情况下获得高精度。外通晶体管可与AD694配合使用，以降低负载功耗，扩大工作温度范围。
AD694是需要抗噪声4-20毫安信号传输以操作阀门、执行器和其他控制装置的系统的理想构建块，也是传输过程参数（如压力、温度或流量）的理想构建块。在工业过程控制、工厂自动化和系统监控的各种应用中，它被推荐作为离散设计的替代品。
AD694可在密封、16针CERDIP和塑料SOIC中使用，规定在-40°C至+85°C的工业温度范围内使用，在16针塑料DIP中使用，规定在0°C至+70°C的温度范围内使用。
产品亮点
1、AD694是一个完整的电压输入到4–20毫安输出电流变送器。
2、引脚可编程输入范围预先校准为0 V至2 V和0 V至10 V。
3、输入放大器可以被配置成缓冲和缩放输入电压，或者用作电流输出dac的输出放大器。
4、输出电压符合性延伸至正极电源的2V以内，低于公共电源。当使用5V电源工作时，输出电压的一致性比普通电源低30V。
5、AD694直接与8位、10位和12位单电源CMOS和双极DAC接口。
6、4毫安零电流可通过aTTL控制引脚打开和关闭，允许0-20毫安操作。
7、开路集电极警报警告由于开路或输出级不一致而导致回路故障。
8、所提供的监控输出驱动外部晶体管。其特点是无负载功耗，扩大了工作温度范围，减小了自热误差。
功能描述
AD694的操作可以通过将电路分成三个功能部件来理解（见图1）。首先，单电源输入放大器缓冲高电平单端输入信号。缓冲放大器驱动第二部分，即电压-电流（V/I）转换器，该转换器产生0至16毫安的信号依赖电流。
第三部分是电压基准和偏移发生器，负责提供4ma偏移电流信号。
缓冲放大器
缓冲放大器是一个单电源放大器，可用作单位增益缓冲器，电流输出放大器最大RL与电源电压输出DAC，或作为放大低电平信号的增益块。这个放大器的PNP输入级有一个共模范围，从地面以下几百毫伏扩展到2.5伏，与之相比，放大器的a级输出出现在引脚1（FB）。当放大器作为跟随器工作时，输出范围从高于公共电压约1毫伏扩展到VS的2.5伏以内。放大器可以提供5 K的最大负载，但只能吸收其内部10 KΩ下拉电阻器所允许的最大值。
V/I转换器来自缓冲放大器的接地参考输入信号通过A2转换为0至0.8毫安的电流，电平转移至正极电源。然后电流镜将该信号乘以20倍，使信号电流为0至16毫安。这种技术允许输出级将负载驱动到2V以内正电源的电压基准电源抑制（VS）放大器A2通过驱动达林顿晶体管Q2，使引脚1处的电压穿过电阻R1和R2。高增益达林顿将电阻电流传输至其集电极和R3（900Ω）。A3强制通过45Ω电阻的电平偏移信号获得20的电流增益。
因此，V/I级的传递函数为：
导致0-10 V输入的0-16毫安输出摆动。将插脚4（2 V FS）连接到接地短路R2，导致16毫安输出范围的2 V满标度输入。
V/I转换器的输出级采用独特的设计，允许IOUT引脚驱动低于器件公共（基板）电位的负载。输出晶体管总是可以驱动负载到低于正电源（VS）36 V的点。一个IOUT：电压与温度的符合性可选的NPN通晶体管可以将大部分功耗转移到芯片外，扩大工作温度范围。
输出级是电流限制在大约38毫安，以保护输出从过驱动在其输入。V/I将允许线性操作到大约24毫安。V/I转换器还有一个集电极开路警报（引脚10），它警告输入引脚的开路情况或试图将输出驱动到高于VS–2 V的电压。
4ma偏移发生器
该电路将恒定电压从电压基准转换为恒定电流约为200μA。该电流与引脚14的信号电流（BW调节）相加，从而在IOUT中产生恒定的4毫安偏移电流。4毫安调整（引脚6）允许将偏移电流调整到2毫安到4.8毫安范围内的任何电流。引脚9（4毫安开/关）可以完全关闭偏置电流，如果它被提升到3.0伏或更多，允许0至20毫安的AD694操作。在正常的4–20毫安操作中，引脚9接地。
电压基准
用户可使用2V或10V电压基准，可通过引脚捆扎选择。10V选项可用于大于12.5V的电源电压，2V输出可用于整个4.5V至36V电源范围。该参考可为用户应用提供高达5毫安的电源。可以添加一个升压晶体管以增加2V模式的电流驱动能力。
应用AD694
AD694可以很容易地连接到双电源或单电源操作，以从低至4.5 V和高至36 V的电源操作。以下章节描述了不同的连接配置以及调整方法。表1显示了可能的连接选项。
基本连接：12.5 V单电源操作，10 V FS
图2显示了使用12.5 V电源、10 V输入范围、4–20毫安输出范围和10 V电压基准进行基本操作所需的最小连接。缓冲放大器作为电压跟随器连接，通过将FB（引脚1）连接到–Sig（引脚2）来驱动V/I转换器。4毫安开/关（引脚9）与接地（引脚5）相连，以启用4毫安偏移电流。AD692可以驱动最大负载RL＝[VS - 2 V ] / 20毫安，因此最大负载为12.5 V电源为525Ω。
选择2 V满标度输入
2V满标度选项通过将引脚4（2V FS）短接到引脚5（公共）来选择。连接应尽可能短；任何寄生电阻都会影响预先校准的量程精度。
通过将引脚7短接至引脚8（10 V力至2 V感测）将电压基准设置为2 V输出。如果需要，可以为远程力和传感连接设置2V参考电压。请记住，2V感测线具有100微安的恒定电流，这可能会在长线路上造成偏移误差。2V参考电压选项可用于所有电源电压大于4.5V的情况。
可以在2v模式下添加NPN升压晶体管，以增加2v基准的电流驱动能力。10V力针连接到NPN的底座，NPN发射器连接到2V感测针。部分的最小Vs增加大约0.7 V。
4.5V单电源操作
对于使用4.5 V电源的操作，必须减小输入跨距和电压参考输出，以便为放大器提供所需的2.5 V操作空间。这是通过调整AD694的2伏满标度输入和电压基准输出2伏如上所述。
一般设计指南
建议在从VS（引脚13）到Com（引脚5）的所有应用中使用0.1μF去耦电容器。如果输出负载为非电阻负载，则可能需要额外的部件，请参见驱动非电阻负载一节。缓冲放大器PNP输入端的负电压不应超过-0.3v，否则它们将开始产生大量电流。如果有发生这种情况的危险，则必须在输入端添加输入保护电阻器。缓冲放大器的输出引脚1（FB）没有短路保护。如果将该引脚对地短路或与放大器上存在的信号相对应，则可能会损坏该引脚。输入信号不应直接驱动引脚1（FB）；始终使用缓冲放大器缓冲输入信号。
驱动非抗力负载
AD694在驱动电阻负载时是稳定的。如图3所示，在IOUT（插脚11）和Com（插脚5）之间添加一个0.01μF的电容器，可确保AD694在驱动电感性或定义不明确的负载时的稳定性。当负载特性存在任何不确定性时，建议使用该电容器。
驱动感应负载时，建议提供附加保护。图3显示了两个保护二极管，D1和D2，用于防止电压尖峰超过VS或低于可能损坏AD694的公共电压尖峰。除了0.01μF电容器外，还应使用这些二极管。当使用可选的NPN晶体管时，电容器和二极管应该连接到NPN发射极，而不是连接到Pin 11。
0-20毫安操作
AD694具有0-20毫安的输出范围，通过使用4毫安开/关引脚消除4毫安的偏置电流。在正常的4–20毫安操作中，4毫安开/关（引脚9）与接地相连，启用4毫安偏置电流。将插脚9连接到3V或更大的电位可关闭4MA偏置电流；将插脚9连接到10V参考电压、正极电源或TTL控制插脚是一种方便的方法。在0–20毫安模式下，输入跨距增加20%，因此2 V和10 V的预校准输入跨距变为2.5 V和12.5 V。两个跨距的最小电源电压增加到5 V和15 V。
4毫安开/关销钉也可用作“摇动销钉”来松开阀门或执行机构，或用作完全关闭4-20毫安回路的方法。请注意，引脚仅消除4毫安的偏移，而不是信号电流。
双电源操作
图4显示了在双电源模式下运行的AD694。（注意，图中所示为通晶体管，不需要双电源操作。）该装置完全由低至4.5 V的正电源供电。输出级的独特设计允许输出引脚延伸至负电源的公共线以下。输出级可向正电源下方36 V点提供电流。例如，当使用12.5 V电源操作时，AD694可以向低于公共电源23.5 V的点提供电流。此功能可以简化与双电源DAC的接口，消除接地和电平偏移问题，同时增加变送器能够驱动的负载。请注意，IOUT引脚是唯一允许延伸低于-0.3 V公共电压的引脚。
用通晶体管工作
AD694可以作为一个独立的4–20毫安转换器运行，无需额外的有源元件。然而，已经做出规定，如图4所示，将IOUT连接到外部NPN通晶体管的底座。这使得大部分的功耗被移出芯片，以提高性能和扩展工作温度范围。注意，正输出电压顺应性降低了大约0.7 V，即通过器件的VBE。当AD694使用双电源操作，如图4所示。这不会降低输出级的电压合规性。
所选的外通晶体管的bveceo应大于预期的电源电压，并具有足够的额定功率，以便在电源电压下以25毫安的电流连续工作。FT应在10兆赫至100兆赫的范围内，且β应在20毫安发射极电流下大于10建议采用外通晶体管热沉法。
功耗考虑
AD694的额定工作温度超过其规定温度，而不使用外部通晶体管。然而，有可能超过绝对最大功耗，具有电源电压和电压基准负载的一些组合。可以计算部分的内部耗散，以确定是否有可能超过绝对最大耗散。模具温度不得超过150°C。
总功耗（PTOT）是由内部放大器P（静态）、电压基准P（VREF）和电流输出级P（IOUT）消耗的功率之和，如下所示：
PTOT = P (Standing) + P (VREF) + P (IOUT)
其中：
P (Standing) = 2 mA (max) × VS；
P (VREF) = (VS – VREF) × IVREF；
P(IOUT) (VS – VOUT) × IOUT (max):
IOUT (max)可以是设备的最大预期工作电流或过驱动电流。
P(IOUT) 如果使用通晶体管，则下降到（2V×IOUT）。
定义：
VREF=参考输出电压
IVREF=参考输出电流
VS=电源电压
VOUT=输出引脚处的电压。
应在PTOT中加入适当的安全系数。
结温可用下列公式计算：
TJ = PTOT (θJC + θCA) + TAMBIENT
T型J=P总数(θθθ是芯片与封装（外壳）之间的热阻，θ是外壳与其周围环境之间的热阻，由外壳与周围环境的热连接特性决定。
例如，假设该部件在50°C时在CERDIP封装中以24 V的VS运行，在10 V基准上以1毫安的负载运行。假设IOUT接地，最大IOUT为20毫安。内部耗散为：
P(TOT) = 2 mA × 24 V + (24 V – 10 V) × 1 mA + (24 V – 0 V) × 20 mA
= 48 mW + 14 mW + 480 mW = 542 mW
使用30°C/W的θ和70°C/W的θ（来自规范页），结温为：JC公司 加利福尼亚州
TJ = 542 mW (30°C/W + 70°C/W) + 50°C = 104.2°C
内部功耗可以通过使用气流或散热器降低θ的值，或者通过使用外通晶体管降低AD694的PTOT来降低。图5显示了给定功率水平下的最大情况和静止空气温度。
调整程序
以下各节描述了调整输出电流偏移、跨距和电压基准的方法。
调整4毫安零点
4ma零电流可以在2ma到4.8ma的范围内进行调整，以适应大的输入信号偏移，或者允许在零电流中进行小的调整。零点可通过向上或向下拉动引脚6（4毫安调整）来调整，以增加或减少标称偏移电流。4毫安调整。（引脚6）不应被驱动到大于1 V的电压。图6的布置将给出在固定限制内的4毫安偏移的近似线性调整。要找到合适的电阻值，首先选择X，所需的调整范围为4毫安的分数。将此值与所选的参考输出电压（通常VREF=2V或10V）用下面的适当公式代替，以确定所需的电阻值。
RP=1808486;（1/X–4.5）
RF=500Ω[（VREF/1.22伏）–0.18–0.82X][1/X–4.5]
这些公式考虑了±10%的内部电阻公差，并确保4毫安偏移的最小调整范围。例如，假设已选择2 V参考选项。选择X=0.05，给出4毫安偏移的±5%的调整范围。
RP=180ΩΩ（1/0.05–4.5）=2.79 k
RF=500Ω×[（2伏/1.22）–0.18–0.820.05][1/0.05–4.5]=10.99千Ω
这些值可以四舍五入为更方便的值2.5 kΩ和9.76 kΩ。一般来说，如果RP的值稍微向下舍入，则RF的值应按比例向下舍入，反之亦然。这有助于保持调整范围对称。
10 V FS的调节范围
当AD694配置有10 V输入满标度时，可使用图7所示的网络调整量程。该方案允许在标称值以上或以下的跨度近似线性调整。量程调整不与4毫安偏移量相互作用。
要选择RS和RT，请选择X，所需的调整范围，作为量程的一部分。在下面的适当公式中替换此值。
RT = 1.8 kΩ((1 – X)/X)
RS = 9 kΩ[1 – 0.2 (1 + X)( 1 – X )] / 2X
这些公式考虑了内部跨距电阻器的±10%绝对电阻公差，并确保跨距的最小调整范围。例如，选择调整范围为±2%或0.02给出：
RT = 1.8 kΩΩ((1 – 0.02) / 0.02) = 88.2 k.
RS = 9 kΩ×[1 – 0.2 (1 + 0.02)( 1 – 0.02 )] / (2 0.02) =175.5 kΩ
这些值可以四舍五入为更方便的值100 kΩ和198 kΩ。一般来说，如果RT是四舍五入的，那么RS的值应该按比例四舍五入，反之亦然。
2 V FS的调节范围
由于AD694的单电源特性，预先校准的2V满标度范围需要不同的调整方案。图8示出了允许2 V跨度大致加上或减去标称值的近似线性调整的调整方案。量程调整不影响4毫安偏置电流的值。
要找到合适的电阻值，首先选择X，所需的调整范围是输出量程的一部分。将此值代入以下公式：
RA= 2 × X × RB where RB is greater than 5 K
RC = (2.75 kΩ×1 – 0.275X) X)/（这些公式考虑了内跨电阻器的±10%绝对公差，并确保最小调整范围。）
例如，选择调整范围为FS的±320μA或，±2%，设X=0.02。因此：
设置RB=10 K，则RA=2（.02）×10 KΩ=400ΩRC=（2.75 KΩ×0.02）/（1–0.275×（0.02））=55.3Ω
RC的值可以四舍五入到更方便的值49.9Ω。一般来说，如果RA是四舍五入的，那么RC应该按比例四舍五入，反之亦然；四舍五入会增加调整范围。
规划其他跨度
有两种方法可以对小于10V的输入跨距进行编程。第一种方法通过在缓冲放大器中编程一个不可逆的增益来减小输入跨距。例如，为了实现0-5v的输入跨距，AD694被设置为其10v满标度模式，并且通过添加2个电阻，缓冲器放大器被配置为2的不可逆增益。现在，+Sig处的5v信号在FB处产生10v满标度信号（Pin 1），即V/I的输入。该方法要求对于2v到10v之间的输入量程，V/I编程为10v满标度。如果需要小于2v的输入量程，则应编程为2v满标度。这种调整方案使得量程调整的精度取决于所需增益电阻器的比率精度。因此，可以在不使用微调电位器的情况下精确配置2V或10V以外的量程，前提是电阻比足够精确。2 V和10 V之间的跨距需要12.5 V的电源电压。2 V以下的跨距需要4.5 V或更高的电压比。
第二种方法是，当电源电压小于12.5 V时，允许对小于10 V的其他跨距进行编程。由于AD694放大器需要2.5 V的运行余量，因此可以使用7.5 V电源进行5 V满标度输入。这是通过放置一个电阻，与R2并联（2v FS[Pin 4]到Com[Pin 5]），以调整V/I转换器的跨导而不产生净空惩罚来实现的。这种方法的缺点是外部电阻必须精确匹配内部电阻，因此需要调整量程。选择该值时，应考虑内部电阻器R2绝对值的±10%不确定度。
调整参考输出
图9显示了一种对10V参考输出进行小调整的方法。该电路允许±200 mV的线性调整范围。也可以调整2V参考电压，但只能在正方向上调整。
其他参考电压可通过增加外部电阻进行编程。例如，可以添加一个与R5并联的电阻器以将参考输出提高到20 V。相反，可以使用与R6并联的电阻器将参考电压设置为2 V到10 V之间的值。输出电压VREF=2 V（R6+R5）/R5。在选择外部调节电阻器时，请记住，内部电阻器的绝对电阻公差仅为±10%，而比率与高精度匹配。如果需要2 V或10 V的预校准值以外的精确电压，请准备对此进行补偿。
带宽控制
可以限制AD694的带宽以提供噪声滤波。这是通过将外部电容器从BW ADJ（引脚14）连接到VS（引脚13）来实现的，如图10所示。要对带宽进行编程，请将所需带宽（单位：Hz）代入以下公式，以确定所需电容器。
C=1/(2π××900Ω) BW
由于内部电阻公差，选择的带宽将变化±10%，加上电容器公差引起的附加量。
不推荐使用这种带宽控制方法来过滤输入信号中的大高频瞬变。建议使用输入滤波器消除大于缓冲放大器BW的频率，以避免输入放大器校正噪声。
缓冲放大器偏移调整
缓冲放大器输入电压偏移已被激光修整到高精度；但是，在某些情况下，可能需要进行偏移修整。图11显示了调整方法；该方案的微调范围大于±2.5 mV。不建议使用这种调整方法来影响4毫安的偏置电流，因为微调会导致偏置漂移进入缓冲放大器。缓冲放大器将在每300伏特的感应偏置下漂移大约1伏/°C。要调整4毫安偏移电流，请参阅调整4毫安零点部分。
报警电路
AD694有一个报警电路，警告IOUT（引脚11）处的开路情况，或试图驱动高于VS–2 V的IOUT电压。如果检测到失控情况，报警晶体管将下拉。报警电流限制在20毫安左右。
图12显示了一个典型的应用程序。在数字/模拟系统中，报警器可以向控制器提供TTL信号。报警晶体管的集电极通过20 kΩ上拉电阻器连接到系统逻辑电源。正常工作时警报关闭，警报引脚电压高。如果IOUT（插脚11）的导线断开，或者如果大的输入过驱动力IOUT离VS太近，则报警插脚被驱动低。此配置与CMOS或TTL逻辑电平兼容。报警晶体管还可用于直接驱动LED或其他指示灯。
应用
电流输出DAC接口
AD694可以很容易地连接到电流输出DAC，如AD566A，以构建数字到4–20毫安的接口，如图13所示。AD694提供操作DAC所需的电压基准和缓冲放大器。构造电路只需要简单的连接。
AD694的10V参考电压提供公元566年。缓冲放大器将满标度电流转换为+利用DAC中的内部电阻器的10 V；因此AD694被配置为10 V满标度输入。10pf电容器补偿DAC的25pf输出电容。可选的100Ω微调电阻器（RT）允许对满标度进行微调，如果不需要微调，则可以替换50Ω电阻器；精度通常为±1 LSB，微调不会影响4毫安偏移。管理电路接地时应小心。AD694插脚9、3和AD566插脚3和7的连接应尽可能短，并连接到AD694插脚5附近的一个点。最佳做法是从每个插脚分别连接到星形接地；这是必需的对于AD566电源接地，从引脚12。4–20毫安输出（引脚11）必须有到电源接地的回路。根据要驱动的负载的大小和功耗考虑，负载的回流线可以连接到电源接地或-15 V电源。
一个4-20毫安输出接口的12位输入可以在一个15伏电源上运行。DAC在其电压开关模式下工作；这允许DAC在提供小于2.5v的电压基准时，提供与数字输入码成比例的输出电压，范围从0v到VREF。AD694电压基准连接到电源2V，输入级设置为2V满标度；输入缓冲放大器用于缓冲DAC输出的电压。以这种方式连接，满标度DAC输入代码将导致20毫安输出，而全0代码将导致4毫安输出。AD694电压基准的负载与代码有关，电路的响应时间将由电压基准的反应决定。AD7541A的电源电压应保持在15V附近。如果VS从15V显著降低，DAC的微分非线性将增加，线性度将降低。
在某些应用中，在4-20毫安的输出中，需要一些欠量程和超量程。例如，假设需要量程的±5%的超量程和欠量程能力，那么对应于DAC满量程的输出电流范围为3.2ma到20.8ma。为此，AD694的跨距将增加10%至17.6毫安，方法是在缓冲放大器中增加1.1的非反转增益。然后，通过使用在调整4ma零点部分中解释的调整方案，4ma偏移将减少0.8ma。然后，从全零码到满标度的数字输入将导致3.2毫安到20.8毫安的输出电流。
低成本传感器发射机
传感器电桥通常输出10 mV至100 mV满标度范围内的差分信号。使用AD694、双运算放大器和一些电阻器，可以添加仪表放大器前端，以便轻松处理这些类型的低电平信号。
传统的3运放仪器放大器使用AD708双运放前端，AD694的缓冲放大器用于减法器电路，如图15所示。AD694的2伏参考电压用于提供2伏的“接地”，以确保in-amp在宽共模范围内正常工作。减法器电路的参考引脚与2V参考（C点）相连。2 kΩ下拉电阻器可确保电压参考能够吸收任何减法器电流。2V FS（引脚4）连接到2V基准；这将使V/I转换器的输入范围偏移2V正极，以匹配输入放大器的“接地”。
AD694现在将输出一个4–20毫安的输出电流，用于0 V到2 V的跨VA差分摆幅。调整输入放大器前端的增益，以便在车辆识别号处获得所需的满标度输入信号，从而产生2 V的VA。例如，具有100毫伏满标度的传感器将需要前端20的增益。增益根据以下方程式确定：
G =[2RS/Rg] + 1
所示电路将在4–20毫安电流的车辆识别号。该电路的共模范围为3v到8v。共模范围的低端受到AD708在RS上下拉能力的限制。可以使用单电源放大器将共模范围扩展到1.5v左右。
如图所示，该电路处理正差分信号（VIN正极）。要处理双极性差分信号（车辆识别号为正或负），输入放大器（C点）的参考引脚必须与2V参考正偏移。例如，断开点C与2V参考电压的连接并将其连接到3V电源，将导致传感器零伏差分输入的VA为1V（或半刻度）。
