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特征
低噪音：0.2 MV P-P 0.1 Hz to 10 Hz；低增益TC：5 ppm最大值；低非线性：0.001%Max（=G=1-200）；High CMRR:130 DB min（（G=500 to 1000）；低输入偏移电压：25兆瓦，最大输入偏移电压；低输入偏移电压驱动：0.25 mv//8c最大输入偏移电压驱动；增益带宽产品：25兆赫；PIN可编程增益1，100，200，500，1000；无需外部成分；内部补偿。
产品描述
624-ic/" title="AD624产品参数、文档资料和货源信息" target="_blank">AD624是一种高精度、低噪音的仪器放大器主要设计用于低电平传感器，包括称重传感器、应变计和压力传感器。一个低噪声、高增益精度、低增益温度系数和高线性使得AD624适用于高分辨率数据采集系统。AD624C的输入偏移电压漂移小于0.25微伏/摄氏度，输出偏置电压漂移小于10微伏/摄氏度，单位增益（G=500时130分贝）和a下的共模抑制比大于80分贝最大非线性0.001%在g＝1。除此之外杰出的直流规格，AD624显示出卓越的交流表演也是。25兆赫增益带宽产品，5伏/微秒回转率和15微秒的沉降时间允许使用AD624英寸高速数据采集应用。
AD624不需要任何外部组件就可以获得1100、200、500和1000的预分界线增益。额外收益例如250和333可以在1%内编程与外部跳线的准确性。单个外部电阻器可以也可用于将624的增益设置为1范围内的任何值到10000。
产品亮点
1、AD624具有出色的噪声性能。输入在1kHz时，噪声通常小于4nV/√Hz。
2、AD624是一个功能齐全的仪器放大器。引脚可编程增益为1100、200、500和1000在芯片上提供。其他收益是通过使用单个外部电阻器。
3、偏置电压、偏置电压漂移、增益精度和增益温度系数保证适用于所有预处理利润。
4、AD624提供完全独立的输入和输出用于高精度应用的偏移零位终端。这样可以最大限度地减小偏置电压对增益范围的影响应用。
5、提供一个传感终端，使用户能够将通过长导线引起的误差。参考端子是也允许在输出端进行电平变换。
AD624–典型特征
操作理论
AD624是一种单片仪表放大器，它是对传统的三运放仪表放大器的改进。单片结构和激光晶圆微调允许电路元件的紧密匹配和跟踪，以及这种电路结构所能达到的高性能水平。
前置放大器部分（Q1-Q4）通过使用反馈概念来开发编程增益。A1和A2输出的反馈迫使Q1-Q4的集电极电流保持恒定，从而影响RG的输入电压。
通过从方程中选择RG的值来设置增益，
RG的值还设置跨导-当RG减小以获得更大的增益时，输入前置放大器级的ance逐渐增大到输入晶体管的跨导。这有三个重要的优势。首先，这种方法允许电路达到非常高的开环增益3×108以1000的编程增益，从而将与增益相关的误差降低到可忽略的3ppm。其次，由C3或C4和输入跨导确定的增益带宽积达到25mhz。第三，对于4nv的RTI噪声，输入电压噪声降低到由输入晶体管的集电极电流确定的值/√赫兹在G≥ 500。
输入注意事项
在输入过载条件下，用户将看到RG+100Ω和正负输入之间的两个二极管下降（~1.2 V），在任何方向。如果在所有条件下的安全过载电流被假定为10毫安，最大过载电压为±2.5 V。而AD624能够承受这个持续时间，±10 V的瞬时过载不会损害器件。另一方面，输入不得超过电源电压。
在需要防止严重输入过载的应用中，应考虑AD524。如果不可能，可以将外部保护电阻器与AD624的输入串联，以增加内部（50Ω）保护电阻器。这将严重降低噪声性能。出于这个原因，这些电阻器的值应该被选择为尽可能低，并且仍然在最大持续过载条件下提供10毫安的电流限制。在选择这些电阻的值时，需要考虑内部增益设置电阻和1.2伏压降。例如，为了保护装置在增益为100时免受20 V的连续差动过载，需要1.9 kΩ的电阻。内部增益电阻器为404Ω；内部保护电阻器为100Ω。如图27所示，D1或D2和Q1和Q3或Q2和Q4的基极发射极连接处有1.2 V的电压降，需要1400Ω的外部电阻（700Ω与每个输入串联）。在这种情况下，RTI噪音是：
输入偏移和输出偏移
电压偏移规格通常被认为是仪表放大器的一个优点。虽然初始偏移可以调整为零，但由于温度变化引起的偏移电压的移动将导致误差。智能系统通常可以通过一个自动调零周期来校正这个因素，但有许多小信号高增益应用程序不具备这种能力。
电压偏移和偏移漂移各有两个分量：输入和输出。输入偏移是与增益成正比的偏移分量，即在G=100时的输出处测得的输入偏移是G=1时的100倍。输出␣偏移量与增益无关。在低增益时，输出偏置漂移占主导地位，而在高增益时，输入偏置漂移占主导地位。因此，通常将输出偏置电压漂移指定为G=1时的漂移（输入效应不显著），而输入偏置电压漂移由高增益时的漂移规范给出（输出偏置效应为可忽略不计）。所有输入的␣数字都是指输入（RTI），也就是说对输出的␣影响是“G”的倍。电压偏移与电源也在一个或多个增益设置中指定，也是RTI。
通过分离这些误差，可以独立于使用的增益设置来评估总误差。在给定的增益配置中，两个误差可通过以下公式组合以给出与输入（R.T.I.）或输出（R.T.O.）有关的总误差：
作为说明，典型的AD624可以具有+250μV输出␣偏移和-50μV输入偏移。在单位增益配置中，␣总输出偏置为200μV或两者之和。␣在增益为100时，输出偏置为-4.75 mV或：+250μV+100（–50μV）=–4.75 mV。
AD624提供输入和输出偏移调整。␣这优化了非常高精度应用中的零位，并将开关增益应用中的偏移电压影响最小化。在这种应用中，首先在最高编程增益下调整输入偏移，然后在G＝1时调整输出偏移。
获得
AD624包括高精度预边缘内部增益电阻器。这些允许单连接编程␣增益为1100、200和500。此外，可以通过内部电阻器的串并联组合来实现各种增益，包括1000的预校准增益。表I␣显示了可用增益和适当的管脚连接␣以及增益温度系数。
通过内部电阻器组合获得的增益值非常有用。增益的温度系数主要取决于各种内部电阻的温度系数失配。这些电阻的跟踪非常紧密，导致表一所示的低增益TCs。
如果使用内部␣电阻器无法达到所需的增益值，则可以使用单个外部电阻器来实现1到10000之间的任何␣增益。
这个电阻连接在引脚3和16根据公式编程增益：
（见图29）。为了达到最佳效果，RG应该是一个具有低温系数的精密电阻器。由于外部RG与内部薄膜电阻R56和R57之间的失配，它会影响增益精度和增益漂移。增益精度由外部RG的公差和内部电阻的绝对精度（±20%）决定。增益漂移由RG的温度系数与内部电阻的温度系数（典型值为-15ppm/℃）的失配以及内部互连的温度系数决定。
AD624也可以被配置为在输出级中提供增益。图30显示了连接到AD624的参考线和检测线的H垫衰减器。R1、R2和R3的值应尽可能低，以最小化增益变化和共模抑制比
噪音
AD624设计用于在理论噪声地板。这是一个非常重要的设计仪表放大器前端噪声的标准是数据采集分辨率的极限它正在使用的系统。有两种噪声源仪表放大器，输入噪声，主要产生由差分输入级和输出噪声产生通过输出放大器。这两个组件都存在在仪表放大器的输入（和输出）处。在输入时，输入噪声将显示为不变；输出噪声将通过闭环增益（在输出端，输出噪声不变，输入噪声由闭环增益放大。那两个噪声源肯定是求和平方根以确定期望的总噪声级输入（或输出）。低频（0.1赫兹至10赫兹）电压噪声输出级为10μV p-p，输入级的贡献为0.2μV p-p.在增益为10时，RTI电压噪声为1微伏p-p，
。 RTO电压噪声
。这些计算结果适用于使用内部或外部增益电阻器的应用。
输入偏置电流
输入偏置电流是使直流放大器的输入晶体管偏置所必需的电流。偏置电流是输入误差的另一个来源，必须在总误差预算中加以考虑。当与源电阻不平衡相乘时，偏置电流显示为附加偏置电压。（计算偏置电流误差时需要考虑的是偏置电流相对于信号电压和温度的变化。）输入偏置电流是两个输入偏置电流之间的差。偏置电流的影响是输入偏置电压，其大小是偏置电流乘以源电阻。
虽然仪表放大器有差动输入，但必须有偏置电流的返回路径。如果不这样做，这些电流将充电杂散电容，导致输出漂移不可控或饱和。因此，当放大“浮动”输入源（如变压器和热电偶）以及交流耦合源时，从每个输入到接地必须有一个直流路径（见图31）。
共模抑制
共模抑制是测量当两个输入的变化量相等时输出电压的变化。这些规范通常针对全范围输入电压变化和指定的电源不平衡给出。“共模抑制比”（CMRR）是一个比值表达式，“共模抑制”（CMR）是该比值的对数。例如，10000的CMRR对应于80db的CMR。
在仪表放大器中，交流共模抑制仅与差分相移一样好。交流共模抑制性能的下降是由不同轨道电阻的不均匀下降和杂散电容或电缆电容的不同引起的相位差引起的。在许多应用中，屏蔽电缆被用来减少噪音。除非屏蔽层驱动正确，否则这种技术会产生共模抑制误差。图32和33显示了有源数据保护装置，其被配置为通过“自举”输入电缆的电容来改善交流共模抑制，从而最小化差分相移。
接地
许多数据采集部件都有两个或多个接地插脚，这些插脚未在设备内连接在一起。这些接地必须在一点上连接在一起，通常在系统电源接地处。理想情况下，一个单一的固体地面是可取的。然而，由于电流流过接地线和电路卡的蚀刻条纹，并且由于这些路径具有电阻和电感，因此在系统接地点和数据采集组件之间可以产生数百毫伏的电压。应提供单独的接地回路，以最小化从最敏感点到系统接地点的路径中的电流。这样，电源电流和逻辑门返回电流就不会和模拟信号在同一个返回路径中求和，从而导致测量误差（见图34）。
由于输出电压是根据参考端子上的电势来确定的，所以仪表放大器可以解决许多接地问题。
传感终端
检测终端是仪表放大器输出放大器的反馈点。通常它连接到仪表放大器输出端。如果要通过长引线引出重负载电流，则由于流过引线电阻的电流引起的电压降可能会导致误差。感测终端可以在负载时连接到仪器放大器，从而使IxR下降到“环路内”，实际上消除了这个误差源。
通常，IC仪表放大器的额定输出电压为2 kΩ的全±10伏。然而，在某些应用中，需要将更多的电流驱动到较重的负载中。图35显示了如何在仪表放大器的“环路内”连接电流增强器，以提供所需的电流，而不会显著降低整体性能。IA输出放大器的环路增益降低了缓冲区的非线性、偏移和增益误差的影响。缓冲器的偏移漂移也同样减小。
参考端子
参考端子可用于将输出电压偏移高达±10 V。这在负载“浮动”或与系统其他部分不共用接地时非常有用。它还提供了一种直接注入精确偏移量的方法。必须记住，总输出摆幅为±10伏，接地后在信号和参考偏移量之间共享。
当IA为三个放大器配置时，有必要向参考端子提供几乎为零的阻抗。任何明显的电阻，包括由PC布局或其他连接技术引起的电阻，出现在参考引脚和接地之间，都会增加非垂直信号路径的增益，从而打乱IA的共模抑制。也应避免传感器和参考线中产生的意外热电偶连接，因为它们将直接影响输出偏置电压和输出偏置电压漂移。
在AD624中，参考源电阻将使CMR微调不平衡10 kΩ/RREF的比率。例如，如果参考源阻抗为1Ω，则CMR将减小到80 dB（10 kΩ/1Ω=80 dB）。可使用运算放大器提供如图36所示的低阻抗参考点。该放大器的输入偏置电压特性将直接增加仪表放大器的输出偏置电压性能。
利用图37所示的感测和参考端子，可将仪表放大器转换为电压-电流转换器。
通过在电流设定电阻器的“低”侧建立基准，输出电流可以定义为输入电压、增益和该电阻器的值的函数。由于在缓冲器放大器A2的输入端只需要很小的电流，因此强制电流IL将大量流过负载。必须在IA的输出偏移和漂移规范中添加A2的偏移和漂移规范。
可编程增益
图38显示AD624用作软件可编程增益放大器。增益切换可通过机械开关（如DIP开关或簧片继电器）完成。应注意的是，与内部增益电阻器串联的开关的“通”电阻成为增益方程的一部分，并将对增益精度产生影响。
在可编程增益配置中使用内部增益电阻器的一个显著优点是，将多路数据采集系统中经常出现的热电偶信号最小化。
如果要实现AD624的全部性能，用户在设计和布置电路时必须非常小心，以尽量减少剩余的热电偶信号。
AD624也可以在输出级连接以获得增益。图39显示了在输出放大器的反馈回路中用作有源衰减器的AD547。有源衰减对反馈电阻的阻抗很低，因此共模抑制比的退化最小。
开发交换方案的另一种方法是使用DAC。AD7528双DAC基本上作为一对具有高模拟线性度和对称双极传输的开关电阻衰减器，在这种应用中是理想的。乘法DAC的优点是它可以在不影响编程增益的情况下处理极性或零的输入。所示电路使用AD7528设置增益（DAC A）并执行微调（DAC B）。
自动调零电路
在许多应用中，必须提供非常精确的高增益配置中的数据。在室温下偏移量使用偏移微调器可以使效果为零。超过但是，工作温度范围内的零位偏移变为问题。图41的电路显示了在双极模式下工作并连接到参考端子的CMOS DAC提供软件可控的偏移调整。
在许多应用中，复杂的自动调零软件算法应用程序不可用。对于这些应用，图42提供硬件解决方案。
微处理器控制的数据采集系统如图43包括自动调零和自动增益功能。通过指定两个差分输入，一个接地一个是A/D参考，正确的程序校准周期可以消除初始精度误差和精度温度误差。自动调零循环，在这个应用程序中，转换一个看似接地的数字，然后写入与AD624相同的数字（8位），它消除了零误差，因为它的输出有一个倒标度。自动增益循环转换A/D参考并将其与满标度进行比较。然后计算并应用乘法校正因子随后的读数。
秤
图44显示了如何使用AD624调节来自称重传感器的差分输出电压的示例。需要10%参考电压调整范围以适应10%传感器灵敏度公差。AD624的高线性和低噪声使其非常适合用于这种类型的应用中，特别是当需要测量相对于绝对值的重量的微小变化时。增加一个自动增益/自动恢复周期将使系统能够消除偏移、增益误差和漂移，从而实现真正的14位性能。
交流电桥
使用直流激励的电桥电路经常受到热电偶效应、l/f噪声、电子器件中的直流漂移和线路噪声拾波引起的误差的困扰。解决这些问题的一种方法是用交流波形激励电桥，用交流放大器放大电桥输出，并同步解调产生的信号。在同步解调器的输出端，将来自电桥的交流相位和幅度信息恢复为直流信号。低频系统噪声、直流漂移和解调器噪声都混合到载波频率，可以通过低通滤波器去除。在选择滤波器时，电桥的动态响应必须与充分抑制这些剩余载波分量所需的衰减量进行权衡。
图45是使用AD630作为同步解调器的交流电桥系统的示例。示波器照片显示了1兆欧电阻器与电桥的一个支路并联引起的0.05%电桥不平衡的结果。顶部轨迹表示电桥激励，上部中间轨迹表示放大电桥输出，下部中间轨迹表示同步解调器输出，底部轨迹表示滤波直流系统输出。
该系统可以很容易地解决0.5ppm的电桥阻抗变化。这种变化将在低通滤波直流输出中产生6.3毫伏的变化，远高于RTO漂移和噪声。
AD624的AC-CMRR随输入信号的频率而降低。这主要是由于与AD624的内部增益电阻器相关联的封装引脚电容。如果AC-CMRR不足以满足给定的应用，可以使用连接到放大器的RG2引脚的可变电容器对其进行微调，如图45所示。
错误预算分析
为了说明仪器放大器规格是如何应用的，我们现在将研究一个典型的情况，其中需要AD624来放大不平衡传感器的输出。图47显示了一个差分传感器，其不平衡度为≈5Ω，向AD624C提供0至20 mV信号。IA的输出为14位a至D转换器提供0至2伏的输入电压范围。工作温度范围为-25°C至+85°C。因此，工作范围内的最大温度变化为从环境温度到+85°C（85°C至25°C=60°C）。
在许多应用中，微分线性和分辨率是最重要的。在变量的绝对值比值的变化不重要的情况下，情况就会这样。在这些应用中，只有不可约误差（20ppm=0.002%）是显著的。此外，如果系统具有监控a到D输出的智能处理器，增加自动增益/自动调零周期将消除所有可减少的误差，并可能消除初始校准的要求。这也会将错误率降低到0.002%。
