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特征
两个快速14位ADC；四个输入通道；同时采样和转换；5.2秒转换时间；单电源操作；输入范围的选择；AD7863-10为10 V；AD7863-3为2.5伏；AD7863-2为0 V至2.5 V；高速并行接口；低功率，70兆瓦（典型值）；省电模式，最大105瓦；模拟输入过电压保护；14位铅兼容升级到AD7862。
应用
交流电动机控制；不间断电源；数据采集系统；通信。
一般说明
AD7863是一款高速、低功耗、双14位A/D转换器，由一个+5 V电源供电。该部分包含两个5.2次逐次逼近ADCs、两个跟踪/保持放大器、一个内部+2.5 V基准和一个高速并行接口。四个模拟输入分为两个通道（A和B），由a0输入选择。每个通道有两个输入端（va1和va2或vb1和vb2），它们可以同时进行采样和转换，从而保留两个模拟输入端信号的相对相位信息。该部件接受±10 V（AD7863-10）、±2.5 V（AD7863-3）和0 V–2.5 V（AD7863-2）的模拟输入范围。部件模拟输入上的过电压保护允许输入电压分别达到±17 V、±7 V或+7 V，而不会造成损坏。
单个转换开始信号（convst）同时将两个磁道/保持置于保持状态，并在两个通道上启动转换。忙碌信号表示转换结束，此时可读取两个通道的转换结果。转换后的第一次读取从va1或vb1访问结果，而第二次读取从va2或vb2访问结果，这取决于复用器选择a0分别是低还是高。通过带有标准CS和RD信号的14位并行数据总线从零件读取数据。
除了传统的直流精度指标如线性度、增益和偏移误差外，该部分还规定了动态性能参数，包括谐波失真和信噪比。
AD7863采用模拟器件的线性兼容CMOS（LCmos）工艺制造，这是一种将精密双极电路与低功耗CMOS逻辑相结合的混合工艺。它可用于28铅SOIC和SSOP。
产品亮点
1、AD7863具有两个完整的ADC功能，允许两个通道同时采样和转换。每个adc都有一个双通道输入mux。启动转换后，两个通道的转换结果均为5.2微秒。
2、AD7863由一个+5 V电源供电，典型耗电量为70兆瓦。自动断电模式，在转换完成后部件进入断电状态，并在下一个转换周期前“唤醒”，使AD7863成为电池供电或便携式应用的理想选择。
3、该部分提供了一个高速并行接口，便于与微处理器、微控制器和数字信号处理器连接。
4、该部分有三个版本，具有不同的模拟输入范围。AD7863-10提供±10 V的标准工业输入范围；AD7863-3提供±2.5 V的公共信号处理输入范围，而AD7863-2可用于单极0 V–2.5 V应用。
5、该部分的特点是两个输入采样和保持放大器之间的孔径延迟匹配非常紧密。
术语信噪比
这是在A/D转换器输出端测得的信噪比（噪声+失真）。信号是基波的均方根振幅。噪声是所有非基本信号的均方根和，不超过采样频率（fs/2）的一半，直流除外。该比率取决于数字化过程中量化层级的数量；层级越多，量化噪声越小。具有正弦波输入的理想n位转换器的理论信噪比为：
因此对于14位转换器，这是86.04db。
总谐波失真
总谐波失真（thd）是谐波的均方根和与基波的比值。对于AD7863，定义如下：
其中是基波的均方根振幅，以及第二次至第五次谐波的均方根振幅。
峰值谐波或杂散噪声
峰值谐波或杂散噪声被定义为adc输出频谱中下一个最大分量（最高fs/2，不包括dc）的均方根值与基波的均方根值之比。通常，本规范的值由频谱中最大的谐波确定，但对于谐波埋入噪声层的部分，它将是噪声峰值。
互调失真
当输入由两个频率fa和fb的正弦波组成时，任何具有非线性的有源器件都会在mfa±nfb的和频和差频产生畸变产物，其中m，n=0，1，2，3等。互调项是m和n都不等于零的项。例如，二阶术语包括（fa+fb）和（fa-fb），三阶术语包括（2fa+fb），（2fa-fb），（fa+2fb）和（fa-2fb）。
AD7863使用两个输入频率进行测试。在这种情况下，二阶和三阶项的意义是不同的。二阶项通常在频率上与原始正弦波相距较远，而三阶项通常在接近输入频率的频率上。因此，二阶和三阶术语是分开指定的。互调失真的计算是根据thd规范进行的，其中它是单个失真产品的rms和与以dbs表示的基波的rms振幅的比值。
通道间隔离
信道间隔离度是测量信道间串扰水平的一种方法。它是通过将一个满标度50 kHz正弦波信号应用于所有非选定信道并确定该信号在选定信道中衰减的程度来测量的。给出的数字是所有频道中最糟糕的情况。
相对精度
相对精度或端点非线性是通过ADC传递函数端点的直线的最大偏差。
微分非线性
这是ADC中任意两个相邻代码之间的测量值和理想1 LSB变化之间的差值。
正增益误差（AD7863-10、10 V、AD7863-3、2.5 V）
这是最后一个代码转换（01）的偏差。……110至01年。……111）从理想的4×VREF–1 LSB（AD7863-10±10 V范围）或VREF–1 LSB（AD7863-3，±2.5 V范围）调整双极偏移误差后。
正增益误差（AD7863-2，0 V至2.5 V）
这是最后一个代码转换（11）的偏差。……110到11。……111）从理想VREF–1 LSB，在单极偏移误差调整后。
双极零点误差（AD7863-10，10 V，AD7863-3，2.5 V）这是中尺度跃迁（从0到1）与理想0v（agnd）的偏差。
单极偏移误差（AD7863-2，0 V至2.5 V）这是第一个代码转换（00）的偏差。……000到00。……001）从理想agnd+1 lsb。
负增益误差（AD7863-10、10 V、AD7863-3、2.5 V）
这是第一个代码转换（10）的偏差。……000至10个。……001）调整双极零点误差后，从理想值–4×VREF+1 LSB（AD7863-10±10 V范围）或–VREF+1 LSB（AD7863-3，±2.5 V范围）。
跟踪/保持采集时间
跟踪/保持捕获时间是在转换结束后（跟踪/保持返回到跟踪模式的点）跟踪/保持放大器的输出达到其最终值（在±1/2 lsb范围内）所需的时间。它还适用于在所选输入信道中发生变化的情况，或者在应用于ad7863的所选vax/bx输入的输入电压上存在阶跃输入变化的情况。这意味着用户必须在转换结束后或在信道改变/阶跃输入改变为vax/bx之后等待跟踪/保持采集时间的持续时间，然后再开始另一个转换，以确保部件按规范运行。
转换器详细信息
AD7863是一款高速、低功耗、双14位A/D转换器，由一个+5 V电源供电。该部分包含两个5.2步逐次逼近ADCs，两个轨道/保持放大器，一个内部+ 2.5 V参考和高速并行接口。四个模拟输入分为两个通道（A和B），由a0输入选择。每个通道有两个输入端（va1和va2或vb1和vb2），可以同时采样和转换，从而保留两个模拟输入端信号的相对相位信息。该部件接受±10 V（AD7863-10）、±2.5 V（AD7863-3）和0 V–2.5 V（AD7863-2）的模拟输入范围。部件模拟输入上的过电压保护允许输入电压分别达到±17 V、±7 V或+7 V，而不会造成损坏。AD7863有两种工作模式，高采样模式和自动休眠模式，在转换结束后，部件自动进入休眠状态。这些模式将在“定时和控制”一节中详细讨论。在AD7863上通过脉冲convst输入启动转换。在convst的下降沿上，两个片上磁道/保持同时置于保持中，并在两个通道上启动转换序列。该部件的转换时钟是使用激光修剪时钟振荡器电路在内部生成的。忙碌信号表示转换结束，此时可读取两个通道的转换结果。转换后的第一次读取访问来自va1或vb1的结果，而第二次读取访问来自va2或vb2的结果，这取决于开始转换之前多路复用器选择a0分别是低还是高。通过带有标准CS和RD信号的14位并行数据总线从零件读取数据。
在高采样模式下，AD7863的转换时间为5.2微秒（自动休眠模式为10微秒），跟踪/保持采集时间为0.5微秒。为了从部件获得最佳性能，在转换期间或在下一次转换之前的400 ns期间不应发生读取操作。这允许部件以高达175 kHz的吞吐量运行，并达到数据表规范。
轨道/保持段
AD7863上的跟踪/保持放大器允许ADC将满标度振幅的输入正弦波精确转换为14位精度。跟踪/保持的输入带宽大于ADC的奈奎斯特速率，即使当ADC以其最大吞吐量率为175 kHz（即，跟踪/保持可以处理超过87.5 kHz的输入频率）操作时。
跟踪/保持放大器在小于500 ns的时间内将输入信号采集到14位精度。跟踪/保持的操作对用户基本上是透明的。两个跟踪/保持放大器在convst的下降沿上同时采样各自的输入信道。跟踪/保持的光圈时间（即外部convst信号和实际进入保持的跟踪/保持之间的延迟时间）在一个设备上的两个跟踪/保持之间很好地匹配，并且在设备之间也很好地匹配。这使得不同输入通道之间的相对相位信息得以准确地保留。它还允许多个ad7863s同时采样两个以上的信道。转换结束时，零件返回其跟踪模式。此时开始跟踪/保持放大器的采集时间。
参考章节
AD7863包含一个标号为VREF的单参考管脚，该管脚提供对零件自身+2.5V参考电压的访问，或连接外部+2.5V参考电压以提供零件的参考电压源。该部件规定为+2.5 V参考电压。参考源中的错误将导致AD7863传输函数中的增益错误，并将添加到零件上指定的满标度错误中。在AD7863-10和AD7863-3上，它还将导致在衰减器级注入偏移误差。
AD7863包含一个片上+2.5V参考电压。要将此参考用作AD7863的参考源，只需将两个0.1μf的圆盘陶瓷电容器从VREF引脚连接到AGND。此引脚上出现的电压在应用到ADC之前在内部缓冲。如果需要在AD7863外部使用该基准，则应将其缓冲，因为该部件具有与基准输出串联的FET开关，从而导致该输出的源阻抗为5.5 kΩ标称值。在25°C时，内部参考公差为±10 mV，典型温度系数为25 ppm／°C，最大误差为±25 mV。
如果应用程序需要具有更严格公差的参考或AD7863需要与系统参考一起使用，则用户可以选择将外部参考连接到此VREF管脚。外部参考将有效地驱动内部参考，从而为adc提供参考源。参考输入在被施加到ADC之前被缓冲，最大输入电流±100μA。AD7863的一个合适的参考源是AD780精度+ 2.5 V基准。
电路描述模拟输入部分
AD7863分为三种类型：AD7863-10（处理±10 V输入电压范围）、AD7863-3（处理±2.5 V输入电压范围）和AD7863-2（处理0 V至+2.5 V输入电压范围）。
图3显示了AD7863-10和AD7863-3的模拟输入部分。AD7863-10的模拟输入范围为±10 V，输入电阻通常为9 kΩ。AD7863-3的模拟输入范围为±2.5 V，输入电阻通常为3 kΩ。这种输入是良性的，没有动态充电电流，因为电阻级之后是跟踪/保持放大器的高输入阻抗级。对于AD7863-10，r1=8 kΩ，r2=2 kΩ，r3=2 kΩ。对于AD7863-3，r1=r2=2 kΩ，r3开路。
对于ad7863-10和ad7863-3，设计的代码转换发生在连续整数lsb值（即，1 lsb、2 lsb、3 lsb）上。…）。输出编码是两个互补二进制，lsb=fs/16384。AD7863-10和AD7863-3的理想输入/输出传递函数。
偏移和满刻度调整
在大多数数字信号处理（dsp）应用中，偏移量和满标度误差对系统性能影响很小或没有影响。通过交流耦合，可以消除模拟域中的偏移误差。满标度误差效应是线性的，只要输入信号在adc的全动态范围内，就不会引起问题。一些应用程序总是要求输入信号跨越整个模拟输入动态范围。在这种应用中，必须将偏移量和满标度误差调整为零。
图4显示了可用于调整AD7863上的偏移和满标度误差的典型电路（AD786310版本上的VA1仅用于示例目的）。当需要调整时，必须在满标度误差之前调整偏移误差。这是通过在输入电压低于模拟地1/2 lsb时，微调驱动ad7863的模拟输入的运算放大器的偏移来实现的。微调程序如下：在图4中的v1处施加-0.61 mV（–1/2 lsb）的电压，并调整运放偏移电压，直到ADC输出代码在11 1111 1111 1111和00 0000 0000 0000 0000之间闪烁。
增益误差可以在第一次代码转换（ADC负满标度）或最后一次代码转换（ADC正满标度）时调整。两种情况下的修整程序如下：
正满标度调整（-10版）
在v1处施加+9.9927 V（fs/2–1 lsbs）的电压。调整r2，直到adc输出代码在01 1111 1111 1110和01 1111 1111 1111之间闪烁。
负满标度调整（-10版）
在v1处施加-9.9976 V（–fs+1 lsb）的电压，并调整r2，直到ADC输出代码在10 0000 0000 0000和10 0000 0000 0001之间闪烁。
在使用外部基准的系统中，调整满标度误差的另一种方案是调整vref管脚处的电压，直到调整出任何通道的满标度误差为止。通道的良好满标度匹配将确保其他通道的小满标度误差。
时间和控制
图5a显示了从ad7863获得最佳性能（模式1）所需的时序和控制顺序。在所示的顺序中，在convs的下降沿上启动转换。这将同时将两个磁道/保持置于保持状态，并且来自该转换的新数据在随后的AD7863 5.2微秒的输出寄存器中可用。忙碌信号表示转换结束，此时可读取两个通道的转换结果。然后启动第二个转换。如果多路复用器选择a0低，则第一转换后的第一和第二读取脉冲访问来自信道a的结果（分别为va1和va2）。第三和第四读取脉冲在第二转换和a0高之后，从信道b（分别为vb1和vb2）访问结果。a0的状态可以在convst变高后的任何时候改变，即在convst的下一个下降沿之前，跟踪/保持进入保持和500 ns。请注意，在转换过程中，如果非选定通道上施加的负电压超出AD7863的输入范围，则不应更改a0，因为这将影响正在进行的转换。通过带有标准cs和rd信号的14位并行数据总线从部件读取数据，即，读取操作包括cs管脚上的负向脉冲和rd管脚上的两个负向脉冲（当cs较低时），访问两个14位结果。一旦进行了读取操作，在convst的下一个下降沿之前应允许进一步的400 ns，以便在下一个转换开始之前优化跟踪/保持放大器的设置。部件的可实现吞吐量为5.2微秒（转换时间）加上100纳秒（读取时间）加上0.4微秒（安静时间）。这导致最小吞吐量时间为5.7微秒（相当于175 kHz的吞吐量速率）。
读取选项
除了上述读取操作和图5a中所示的读取操作之外，其它cs和rd组合可导致以不同组合读取不同信道/输入。适当的组合如图5b至5d所示。
工作模式模式1工作（正常功率，高采样性能）
图5a中的时序图用于工作模式1中的最佳性能，其中convst的下降沿开始转换并将轨道/保持放大器置于其保持模式。convst的这个下降沿还导致忙碌信号变高，以指示正在进行转换。当转换完成时，忙碌信号变低，在convst下降沿后最大为5.2微秒，并且来自该转换的新数据在ad7863的输出锁存器中可用。读取操作访问此数据。如果多路复用器选择a0低，则第一转换后的第一和第二读取脉冲访问来自信道a的结果（分别为va1和va2）。在第二转换和a0高之后，第三和第四读取脉冲访问来自信道b的结果（分别为vb1和vb2）。通过带有标准CS和RD信号的14位并行数据总线从零件读取数据。该数据读取操作包括cs管脚上的负向脉冲和rd管脚上的两个负向脉冲（当cs较低时），访问两个14位结果。为了获得最快的吞吐量，读取操作将花费100 ns。读取操作必须在下一个convst的下降沿之前至少400 ns完成，这使得整个吞吐量时间的总时间为5.7微秒（相当于175 kHz）。这种操作模式应用于高采样应用。
模式2操作（断电，转换后自动休眠）
图6中的时序图是为了在工作模式2下获得最佳性能，在转换后，一旦忙变低，部件自动进入睡眠模式，并在下一次转换之前“唤醒”。这是通过在第二次转换结束时保持convst低而在模式1操作的第二次转换结束时保持较高来实现的。
图6所示的操作显示了如何从通道A和B访问数据，然后是自动睡眠模式。还可以设置定时，以便仅从通道A或通道B访问数据（请参阅“读取选项”部分），然后进入自动睡眠模式。康斯特的上升沿“唤醒”了这一部分。当使用外部基准时，唤醒时间为4.8微秒，当使用内部基准时，唤醒时间为5毫秒，此时，如果convst变低，则跟踪/保持放大器进入其保持模式。在此之后，转换需要5.2微秒，从convst上升沿到转换完成总共需要10微秒（外部参考，5.005ms用于内部参考），这由忙转低表示。请注意，由于从convst上升沿开始的唤醒时间为4.8微秒，如果convst脉冲宽度大于5.2微秒，则从convst上升沿开始的转换时间将超过图6中所示的10微秒（4.8微秒唤醒时间+5.2微秒转换时间）。这是因为轨道/保持放大器在convst的下降沿上进入其保持模式，并且在5.2微秒的时间内转换不会完成。在这种情况下，忙碌将是转换完成的最佳指示器。即使部件处于睡眠模式，也可以从部件读取数据。
读取操作与模式1操作中的操作相同，并且还必须在下一个convst下降沿之前至少400 ns完成，以允许跟踪/保持放大器有足够的时间进行稳定。此模式在部件以慢速转换时非常有用，因为功耗将从模式1操作的功耗显著降低。
AD7863动态规格
AD7863规定并测试了动态性能规范以及积分和微分非线性等传统直流规范。这些交流规范是相控阵声纳、自适应滤波器和频谱分析等信号处理应用所必需的。这些应用需要有关ADC对输入信号光谱含量影响的信息。因此，规定ad7863的参数包括信噪比、谐波失真、互调失真和峰值谐波。这些术语将在以下各节中详细讨论。
信噪比
snr是在adc输出端测得的信噪比。信号是基波的有效值大小。噪声是所有非基本信号的均方根和，不包括直流电，其最大值为采样频率（fs/2）的一半。信噪比取决于数字化过程中使用的量化级别的数量；级别越多，量化噪声越小。正弦波输入的理论信噪比由:
SNR = (6.02N + 1.76) dB （1），其中是位数。
因此，对于理想的14位转换器，信噪比为86.04db。
图7显示了使用5 V电源的AD7863进行8192次直流输入转换的直方图。模拟输入设置在代码转换的中心。可以看出，这些代码主要出现在一个输出箱中，这表明adc具有非常好的噪声性能。
通过对vax/bx输入施加非常低失真的正弦波信号来评估adc的输出频谱，该输入以175khz的采样率采样。生成一个快速傅里叶变换（fft）图，从中可以获得信噪比数据。图8显示AD7863的典型8192点FFT图，输入信号为10 kHz，采样频率为175 kHz。从图中得到的信噪比为-80.72db。在计算信噪比时应考虑谐波。
有效位数
方程1中给出的公式将信噪比与比特数联系起来。重写公式，如在等式2中，可以获得以有效比特数（n）表示的性能度量。
一个设备的有效位数可以直接从其测量的信噪比计算出来。
图9显示了采样频率为175 kHz的AD7863-2的有效比特数与频率的典型关系图。有效比特数通常在13.11到11.05之间，对应于+80.68db和+68.28db的snr数字。
总谐波失真（THD）
总谐波失真（thd）是谐波的均方根和基波的均方根值之比。对于AD7863，THD定义为:
其中是基波的均方根振幅，以及第二次至第六次谐波的均方根振幅。thd也由adc输出频谱的fft图导出。
互调失真
当输入由两个频率（fa和fb）的正弦波组成时，任何具有非线性的有源器件都会在mfa±nfb的和频和差频产生畸变产物，其中m，n=0，1，2，3。……等。互调项是指m和n都不等于零的互调项。例如，二阶项包括（fa+fb）和（fa-fb），三阶项包括（2fa+fb），（2fa-fb），（fa+2fb）和（fa-2fb）。
在这种情况下，二阶和三阶项的意义是不同的。二阶项通常在频率上与原始正弦波相距较远，而三阶项通常在接近输入频率的频率上。因此，二阶和三阶术语是分开指定的。互调失真的计算是根据thd规范进行的，其中它是单个失真产品的rms和与以dbs表示的基波的rms振幅的比值。在这种情况下，输入由两个等幅、低失真正弦波组成。图10显示了AD7863的典型IMD图。
峰值谐波或杂散噪声
谐波或杂散噪声被定义为adc输出频谱中下一个最大分量（最高fs/2，不包括dc）的均方根值与基波的均方根值之比。通常，本规范的值将由频谱中最大的谐波确定，但对于谐波埋入噪声层的部分，峰值将是噪声峰值。
直流线性图
图11和12显示了AD7863的典型DNL和INL图。
功率因素
在自动断电模式下，该部件可在远小于175 kHz的采样率下工作。在这种情况下，功耗将降低，并取决于采样率。图13显示了自动断电模式下从1赫兹到100千赫的功耗与采样率的关系图。条件是5 V电源25°C。
模式
微处理器接口
AD7863高速总线定时允许直接连接到DSP处理器以及现代16位微处理器。适当的微处理器接口如图14至18所示。
AD7863–ADSP-2100接口
图14显示了AD7863和ADSP-2100。convst信号可以由adsp-2100或外部电源提供。当在两个信道上完成转换时，ad7863占线向adsp-2100提供中断。然后，可以使用对同一存储器地址的两次连续读取从ad7863读取这两个转换结果。以下指令读取两个结果之一：
其中0是ADSP-2100 0寄存器，是AD7863地址。
AD7863–ADSP-2101/ADSP-2102接口
图14所示的接口也构成了AD7863和ADSP-2101/ADSP-2102之间接口的基础。ADSP-2101/ADSP-2102的读取线标记为RD。在这个接口中，处理器的RD脉冲宽度可以使用数据存储器等待状态控制寄存器进行编程。用于读取两个结果之一的指令如adsp-2100所述。
AD7863–tms32010接口
AD7863和tms32010之间的接口如图15所示。再次，convst信号可以从tms32010或外部源提供，并且当两个转换完成时，tms32010被中断。以下指令用于从AD7863读取转换结果：IN D, ADC
其中是数据存储器地址，是AD7863地址。
AD7863–tms320c25接口
图16显示了AD7863和tms320c25之间的接口。与前两个接口一样，可以从tms320c25或外部源启动转换，并且当转换序列完成时，处理器被中断。tms320c25没有单独的rd输出来直接驱动ad7863 rd输入。这必须由处理器strb和r/w输出生成，并添加一些逻辑门。rd信号与msc信号结合，以提供正确接口定时所需的读取周期中的一个等待状态。使用以下指令从AD7863读取转换结果：IN D, ADC
其中是数据存储器地址，是AD7863地址。
有些应用程序可能要求由微处理器而不是外部计时器启动转换。一种选择是从地址总线解码ad7863 convst，以便写入操作开始转换。数据像以前一样在转换序列的末尾读取。图18显示了使用此方法启动转换的示例。注意，对于所有接口，最好不要在转换期间尝试读取操作。
AD7863–MC68000接口
AD7863和MC68000之间的接口如图17所示。与以前一样，可以从MC68000或外部源提供转换。AD7863占线可用于中断处理器，或者，软件延迟可确保在尝试读取AD7863之前已完成转换。由于其中断的性质，MC68000需要额外的逻辑（图18中未显示）以允许其正确中断。
MC68000 AS和R/W输出用于为AD7863生成单独的RD输入信号。cs用于驱动68000 dtack输入，以允许处理器对ad7863执行正常的读取操作。使用以下68000指令读取转换结果：MOVE.W ADC, D0
其中0是68000 0寄存器，是AD7863地址。
AD7863–80C196接口
图18显示了AD7863和80C196微处理器之间的接口。在这里，微处理器启动转换。这是通过将80c196wr信号与解码地址输出（不同于ad7863 cs地址）选通来实现的。AD7863占线用于在转换序列完成时中断微处理器。
矢量马达控制
电动机的电流可以分成两部分：一部分产生转矩，另一部分产生磁通量。为了使电动机达到最佳性能，这两个部件应该独立控制。在控制三相电动机的传统方法中，提供给电动机的电流（或电压）和驱动器的频率是基本的控制变量。然而，转矩和磁通量都是电流（或电压）和频率的函数。这种耦合效应会降低电机的性能，因为例如，如果通过增加频率来增加转矩，磁通往往会减小。
交流电动机的矢量控制除了驱动和电流频率外，还包括控制相位。控制电机的相位需要转子相对于电机内旋转磁场位置的反馈信息。利用这一信息，矢量控制器数学地将三相驱动电流转换为单独的转矩和磁通分量。AD7863非常适合用于矢量马达控制应用。
使用AD7863的矢量马达控制应用程序的框图如图19所示。磁场的位置是通过确定电动机每相的电流来确定的。只需要测量两相电流，因为如果两相已知，则可以计算第三种电流。AD7863的VA1和VA2用于将此信息数字化。
同时采样对于保持两个通道之间的相对相位信息至关重要。电机和AD7863之间使用电流感应隔离放大器、变压器或霍尔效应传感器。转子信息是通过测量电机两个输入端的电压获得的。AD7863的VB1和VB2用于获取此信息。这两个通道的相对相位同样重要。利用dsp微处理器对ad7863反馈的信息进行数学变换和控制回路计算。
多个AD7863S
图20显示了一个系统，其中可以配置多个AD7863来处理多个输入通道。这种配置在声纳、雷达等应用中很常见。AD7863规定了典型的孔径延迟限制。这意味着用户知道所有通道之间采样瞬间的差异。这允许用户维护不同通道之间的相对相位信息。
一个来自微处理器的公共读取信号驱动所有AD7863S的RD输入。每个AD7863被指定一个由地址解码器选择的唯一地址。AD7863 1号的参考输出用于驱动图20所示电路中所有其他AD7863的参考输入。一个VREF可用于提供对其他几个AD7863S的参考。或者，外部或系统参考可用于驱动所有VREF输入。一个共同的参考确保所有通道之间良好的全尺寸跟踪。
应用程序提示PC板布局注意事项
AD7863经过优化设计，在辐射和传导噪声方面均能达到最低的噪声性能。为了补充AD7863出色的噪声性能，必须非常注意PC板的布局。图21显示了AD7863的推荐连接图。
地平面
AD7863和相关的模拟电路应具有单独的接地平面，称为模拟接地平面（AGND）。该模拟接地平面应包括所有AD7863接地引脚（包括DGND引脚）、电压参考电路、电源旁路电路、模拟输入轨迹和任何相关的输入/缓冲放大器。
常规的pcb接地平面（在本讨论中称为dgnd）区域应包含所有数字信号轨迹（不包括接地引脚），直至ad7863。
动力飞机
PC板布局应具有两个不同的电源平面，一个用于模拟电路，一个用于数字电路。模拟电源平面应包括AD7863（VDD）和所有相关的模拟电路。如图21所示，如有必要，该电源平面应通过铁氧体磁珠在单个点上连接到常规PCB电源平面（VCC）。此珠子（参考零件号：Fair Rite 274300111或Murata BL01/02/03）应位于AD7863的三英寸范围内。
PCB电源板（VCC）应为PC板上的所有数字逻辑提供电源，而模拟电源板（VDD）应为所有AD7863电源管脚、电压参考电路和任何输入放大器（如果需要）提供电源。AD7863的一个合适的低噪声放大器是AD797，每个输入一个。确保每个放大器的+vs和–vs电源分别与agnd断开。
PCB电源（VCC）和接地（DGND）不应覆盖模拟电源平面（VDD）的部分。保持vcc功率和dgnd平面不覆盖vdd将有助于减少平面到平面的噪声耦合。
电源去耦
使用多个去耦电容器可以进一步降低模拟电源平面（VDD）上的噪声（图21）。
使用圆盘陶瓷电容器可获得最佳性能。VDD和参考管脚（无论是使用外部参考还是内部参考）应单独与模拟接地平面（AGND）分离。这应该通过将电容器放置在尽可能靠近AD7863引脚的位置，使电容器引线尽可能短，从而使引线电感最小化来实现。
