2相运行
同步整流控制
超快速负载响应
集成大电流门
驱动器：高达2A栅极电流
TTL兼容5位可编程
输出电压从0.800V到1.550V
25mV步进
动态视频管理
0.6%输出电压精度
10%有功均流精度
数字2048步进软启动
过压保护
实现过电流保护
使用下MOSFET的RdsON或A
感测电阻器
外部可调振荡器
内部固定在200kHz
功率良好输出和抑制
功能
遥控缓冲器
包装：SO-28
应用
服务器和工作站
大电流电源
微处理器
分布式电源
说明
该装置是一种电源控制器设计用于提供高性能DC/DC大电流微处理器的转换。这个该装置实现了一个双相降压控制器，各相之间有180°的相移阶段。一种精确的5位数模转换器（DAC）允许调整输出电压0.800V至1.550V，25mV二进制步骤，实时管理视频代码更改。高精度内部基准确保所选输出电压应在±0.6%范围内。这个高峰值电流门驱动器提供快速切换到提供低功耗的外部功率mos开关损耗。该装置保证了对负载的快速保护过电流和负载过压/欠压。提供一个内部撬棍，在较低的一侧转动mosfet，如果检测到过电压。万一过流，系统以恒流模式工作。
电气特性
VCC=12V±15%，TJ=0至70°C，除非另有规定
电气特性（续）
VCC=12V±15%，TJ=0至70°C，除非另有规定
设备说明
该器件是采用BCD技术实现的集成电路。它提供完整的控制逻辑和保护一种适用于微处理器电源的高性能双相降压DC-DC变换器。设计了一种双相同步整流buck拓扑驱动N沟道mosfet。180度相移是在两个相位之间提供，允许减小输入电容器电流纹波，同时减小尺寸和损失。转换器的输出电压可以精确调节，通过编程VID引脚，从0.825V到1.575V，25 mV二进制阶跃，温度和线电压变化的最大公差为±0.6%。这个装置自动调节25毫伏以上的锤式数模转换器，避免使用任何外部设置电阻。设备管理动态的视频代码变化，步进到新的配置后的视频表没有需要外部组件。该装置提供了平均电流模式控制和快速瞬态响应。它包括一个150kHz自激振荡器。误差放大器具有15V/μs的转换率，允许高转换器快速瞬态性能的带宽。当前信息是通过较低的mosfets RdsON或跨感应电阻器处于全差分模式。电流信息校正PWM输出，以均衡各相的平均电流。然后，两相之间的电流共享被限制在±10%的静态和动态条件。该装置可防止过电流，每相都有一个OC阈值，进入恒流模式。由于电流是通过低侧MOSFET读取的，所以恒定电流使电感器底部电流呈三角形波形。当检测到欠电压时，设备锁定并故障引脚驱动高。该设备还执行过电压保护，该保护可立即禁用设备打开较低驱动器并驱动高故障引脚。
振荡器
开关频率内部固定在150kHz。每个相位在振荡器固定的频率下工作在负载侧产生的开关频率会增加一倍。内部振荡器产生三角形波形，用于以恒定电流对内部电容器进行充电和放电。传送到振荡器的电流通常为25A（Fsw=150kHz），并且可以改变使用连接在OSC引脚和GND或Vcc之间的外部电阻器（ROSC）。因为OSC引脚保持在固定电压（典型。1.237V）时，频率与从引脚（内部增益为6KHz/μA）凹陷（强制）的电流成比例变化。尤其是将其连接到GND时，频率会增加（电流从引脚处下沉），同时连接ROSC对于Vcc=12V，根据以下关系，频率降低（电流被强制进入引脚）：
请注意，将25μa的电流压入该管脚中，设备将停止切换，因为没有电流输送到振荡器。
数模转换器
内置的数模转换器允许将输出电压从0.800V调整到1.550V25mV，如前表1所示。内部基准被调整以确保输出电压精度±0.6%，零温度系数约为70°C。调节的内部参考电压由电压识别（VID）引脚编程。这些是内部DAC的TTL兼容输入通过一系列提供内部电压基准分区的电阻实现。VID代码驱动一个多路复用器，它在分压器的精确点上选择一个电压。DAC输出被传送到获得VPROG参考电压的放大器（即误差放大器的设定值）。内部上拉是提供（用5μa电流发生器实现，最高3.0V典型值）；这样，编程逻辑“1”就足够了为了使引脚保持浮动状态，而编程逻辑“0”则足以使引脚短接至GND。编程“11111”代码，设备进入NOCPU模式：所有MOSFET关闭，保护失效。条件已锁定。电压识别（VID）引脚配置还设置功率良好阈值（PGOOD）和/欠压保护（OVP/UVP）阈值。
动态视频转换
该设备能够管理动态视频代码更改，允许在正常设备操作期间修改输出电压。该设备检查每个时钟周期（与PWM斜坡同步）的VID代码修改。一旦新代码在一个以上的时钟周期内保持稳定，则引用将逐步递增或递减每时钟周期增加25mV，直到达到新的VID代码。在转换过程中，VID代码会发生变化忽略；设备在转换完成后重新开始监视VID。好的，信号在转换过程中被屏蔽，当OVP/UVP仍处于活动状态时，信号在转换完成后被重新激活。
集成的大电流驱动器允许使用不同类型的功率MOS（也可以使用多个MOS来减少保持快速切换转换。高压侧mosfet的驱动器使用BOOTx引脚供电，PHASEx引脚用于返回。的驱动程序低压侧MOSFET使用VCCDRV引脚供电，PGND引脚用于回路。在VC CDRV引脚处需要至少4.6V的电压才能开始设备的操作。该控制器包含一个复杂的防击穿系统，以尽量减少低侧体二极管的传导时间保持良好的效率节省肖特基二极管的使用。死区时间减少到几纳秒，确保高侧和低侧MOSFET不会同时开启：当高侧mosfet关闭时，其源上的电压开始下降；当电压达到2V时，低侧mosfet栅极驱动器施加30ns延迟。当低侧mosfet关闭时，检测LGATEx引脚上的电压。它下降到1V以下，高侧mosfet栅极驱动采用延迟30ns。如果电感为负，高边mosfet的源永远不会下降。
即使在这种情况下，为了允许低侧mosfet的开启，一个看门狗控制器被启用：如果源高边mosfet的下降时间不超过240ns，低侧mosfet被打开，从而允许电感器的负电流再循环。这种机制允许系统调节，即使电流没有。BOOTx和VCCDR引脚与IC的电源（VCC引脚）以及信号接地（SGND）分开引脚）和电源接地（PGND引脚），以最大限度地提高开关抗扰度。分开供应对于不同的驱动器，在mosfet的选择上给予了很高的灵活性，允许使用逻辑电平的mosfet。可以选择几种供应组合来优化应用程序的性能和效率。功率转换灵活；5V或12V母线可自由选择。图3显示了两个相位的上驱动器和下驱动器的峰值电流。已使用10nF容量负载。对于上层驱动器，源电流为1.9A，而吸收电流为1.5AVBOOT-V相=12V；同样，对于较低的驱动器，源电流为2.4A，而陷波电流为2AVCCDR=12伏。
电流读数和过电流
通过低压侧MOSFET RdsON或通过一个感应电阻（RSENSE）并在内部转换成电流。给出了传输电导比通过外部电阻Rg放置在芯片外部，朝向读取点的ISENx和PGNDSx引脚之间。全差分电流读数可抑制噪声，并允许将传感元件放置在不同位置，而不影响测量精度。电流读取电路在低侧mosfet是开（关时间）。在这段时间内，反应保持针ISENx和PGNDSx在相同的电压下，当读取电路关闭时，内部钳位保持这两个相同电压下的引脚从ISENx引脚上沉下必要的电流（如果低侧mosfet RdsON需要执行sense是为了避免在ISENx引脚上克服绝对最大额定值）。专利的电流读取电路允许非常精确和高带宽的读数，无论是正极还是负电流。该电路以高速再现流过传感元件的电流跟踪保持传输电导放大器。特别是，它在关闭的后半段读取电流由于mosfet的开启，减少了噪声注入到器件中的时间（见图4）。跟踪时间必须至少为200纳秒，以正确读取输送电流该电路从PGNDSx引脚提供恒定的50μa电流，并使引脚ISENx和PGNDSx保持在相同的电压。参考图4，ISENx引脚中的电流由下式给出公式：
其中RSENSE是一个外部感测电阻或rds，on的低端mosfet和Rg是跨导ISENx和PGNDSx引脚之间朝向读数点的电阻器；Iphose是每个引脚携带的电流相位，特别是在振荡器周期中间测得的电流内部再现的当前信息用前面等式的第二项表示为跟随：
因为电流是在差分模式下读取的，所以负电流信息也会被保留；这允许设备检查两相之间是否存在危险回流，以确保相电流。从各相的电流信息中，得到关于总电流的信息（IFB=IINFO1+IINFO2），取每相的平均电流（IAVG=（IINFO1+IINFO2）/2）。然后，IINFOX与IAVG进行比较，对PWM输出进行校正，以均衡两相携带的电流。跨导电阻器Rg可设计为每相25μA的电流信息满额定负载；过电流干预阈值设置为标称值的140%（IINFOx=35μA）。根据对于上述关系，每个相的过电流阈值（IOCPx）必须设为一半在总输送最大电流中，结果：
因为该器件可以感应到低侧mosfet的输出电流（或串联的感应电阻）设备限制了电感器电流三角形波形的底部：检测到过电流当流入检测元件的电流大于IOCPx（IINFOx>35μA）时。现在引入最大导通时间与电流的关系（其中T是开关周期T=1/fSW）：
这种线性关系在零负荷时为0.80·T，在最大电流为0.40·T时具有典型的值在设备的两种不同行为中：
1.t限制输出电压。
当每相电流达到IOCPx（IINFOx）之前达到最大接通时间时，就会发生这种情况<35μA）。图5a显示了考虑到功率限制，器件能够调节的最大输出电压由以前的关系强加的。如果期望的输出特性超过了吨限制的最大输出过电压后产生的输出电压会下降。在这种情况下，设备不执行恒流限制，而只限制前一关系后的最大接通时间。在检测到UVP或IFB=70μA之前，输出电压遵循产生的特性（如图5b所示）。
2.恒流运行
当每相电流达到IOCPx（IINFOx>35μA）后达到接通时间限制时，就会发生这种情况。器件进入准恒流运行：低侧mosfet在电流读数前保持开启低于IOCPx（IINFOx<35μA）跳过时钟周期。高侧mosfet可以用在下一个可用的时钟周期中，由控制回路施加的一个吨，设备以通常的方式工作，直到检测到另一个OCP事件。这意味着在过流情况下，由于电流波动增大，平均电流也会略有增加。事实上，接通时间增加是由于关断时间的增加，因为电流必须达到IOCPx底部。最坏的情况是当接通时间达到最大值时。当这种情况发生时，器件工作在恒流中，输出电压随着负载的增加而降低。超过UVP阈值会导致设备锁定（故障引脚被高电平驱动）。图6显示了这种工作条件可以观察到峰值电流（Ipeak）大于IOCPx，但可以确定如下：
其中VoutMIN是最小输出电压（VID-30%，如下所示）。该器件工作在恒流状态下，输出电压随着负载的增加而降低，直至输出电压达到欠电压阈值（VoutMIN）。当超过这个阈值时，所有的mosfet都会被翻转关闭时，故障引脚被高电平驱动，设备停止工作。循环电源以重新启动操作。这个恒流行为期间的最大平均电流结果：
在这种特殊情况下，开关频率的结果降低。准时是允许的最长时间（TonMAX）关闭时间取决于应用程序：
当IINFOx达到35μA（如果B=70μA）时，仍然设置过电流。满载值只是惯例使用IFB的方便值。由于OCP干预阈值是固定的，为了修改相对于负载值的百分比，可以简单地认为，例如，具有on OCP阈值170%时，相当于IINFOx=35μA（如果B=70μA）。满载电流将与IINFOx=20.6μA（如果B=41.1μA）。
集成下垂函数
该器件采用下垂函数来满足高性能微处理器的要求，降低了功耗输出电容器的尺寸和成本。这种方法“恢复”了负载瞬态中由于输出电容ESR引起的部分压降，从而引入了输出电压与负载电流的依赖关系如图7所示，ESR降在任何情况下都存在，但使用降速函数，则输出电压最小。实际上，降速功能引入了与输出电流成比例的静态误差（图8中的VDROOP）。由于设备具有平均电流模式调节，因此提供的总电流用于实现降速功能。该电流（等于两个IINFOx之和）来自FB引脚。在这个引脚之间连接一个电阻和VOUT，总电流信息只在这个电阻中流动，因为补偿网络之间FB和COMP总是串联一个电容器（见图8）。调节电压等于：
由于IFB依赖于两相的电流信息，因此输出特性与负载电流的关系为出：
在额定满载（IFB=IINFO1+IINFO2）下，反馈电流等于50μA，OC干预时，反馈电流等于70μA阈值，因此最大输出电压偏差等于：∆V全正负荷=-RFB·50μA∆VOC_干预=-RFB·70μA
降速功能只对正负载提供；如果施加负负载，然后IINFOx<0，则没有电流从FB销上沉下来。该装置在VID编程的电压下进行调节。
远程电压检测
该装置集成了一个远程传感缓冲器，使得输出电压远程传感的实现不需要任何其他外部组件。通过这种方式，编程的输出电压在远程缓冲输入之间调节，如果设备用于VRM，则补偿主板跟踪损耗或连接器损耗模块。极低偏移放大器通过引脚FBR和FBG（FBR）远程感测输出电压用于调节电压检测，而FBG用于接地检测），并在VSEN内部报告该电压统一增益引脚消除错误。保持FBR和FBG轨迹平行并由电源保护平面会导致任何拾取噪声的共模耦合。如果不需要远程感应，将RFB直接连接到调节电压就足够了：VSEN变成未连接，仍通过远程缓冲器感应输出电压。在这种情况下，FBG和FBR引脚必须连接到规定电压（见图10）。远程缓冲器包括在微调链中，以便在输出电压上达到±0.5%的精度当使用RB时：将其从控制回路中消除会导致RB增加调节误差抵消了设备性能的恶化。
输出电压监视器和保护
该装置通过pin-VSEN对调节电压进行监测，以建立良好的信号并进行管理OVP/UVP条件。如果VSEN感应到的电压不在编程值的±12%（典型值）范围内，则功率良好输出强制为低价值观。它是一个漏极开路输出，只有在软启动完成（启动后2048个时钟周期）后才启用。在软启动期间，该引脚被强制低。提供欠压保护。如果VSEN监控的输出电压在一个时钟周期内低于参考电压的60%，则该设备将关闭所有MOSFET，并驱动OSC/故障高（5V）。条件已锁定，要恢复，需要循环电源。还提供过电压保护：当VSEN监测的电压达到OVP阈值时VOVP控制器永久性地打开低侧MOSFET，同时关闭高侧为了保护负载。OSC/故障引脚驱动为高电平（5V），电源（Vcc）关闭和on是重新启动操作所必需的。过电压百分比由固定的OVP阈值VOVP和参考电压之间的比率来设置VID编制：
过电压和欠电压也在软启动期间激活（低于输出电压0.6V后）。在这种情况下，用于确定紫外阈值的参考值是增加的电压由2048软启动数字计数器驱动，而用于OV阈值的参考是最终参考由VID引脚编程。
软启动和抑制
在启动时，产生一个斜坡，将回路参考从0V增加到VID in编程的最终值2048个时钟周期，如图10所示。一旦软启动开始，参考值增加：上下MOS开始开关，输出电压开始随着闭环调节而增加。在数字软启动结束后，功率良好的比较器使能，然后PGOOD信号被高电平驱动（见图10）。欠压比较器启用当参考电压达到0.6V时，如果VCC和VCCDR引脚都不会超过他们自己的启动阈值。在正常运行期间，如果在两个电源中的一个上检测到任何欠电压，则设备关闭。强制OSC/INH引脚的电压低于0.6V（典型值）会禁用设备：所有功率MOSFET和保护关闭，直到条件消除。
输入电容器
输入电容器的设计主要考虑输入均方根电流，而输入均方根电流取决于占空比如图11所示。考虑到双相拓扑结构，输入均方根电流较低单相运行。
可以观察到输入均方根值最差为单相等效输入电流的一半当D=0.25和D=0.75时发生的情况。输入电容消耗的功率等于：
输入电容器的设计是为了维持相对于最大负载占空比的纹波。到达CPU电源应用程序所需的高RMS值，也可将组件成本、输入电容是由一个以上的物理电容实现的。等效均方根电流是单个电容器的均方根电流。输入大容量电容器必须在高侧漏极mosfet之间平均分配，并尽可能靠近在负载瞬变过程中，首先要降低开关噪声。陶瓷电容器也可以带来高效益频率噪声去耦，寄生元件沿功率路径产生的噪声。
