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特点
•NMOS-NMOS同步降压转换器，频率300 kHz，效率>95%
•至少30 ns的驾驶员死区时间和99.5%的最大有效占空比
•高精度电压和电流调节
–充电电压精度为±0.5%
–充电电流精度为±3%
–适配器电流精度为±3%
–±2%输入电流检测放大器精度
•整合
–内部回路补偿
–内部软启动
•安全
–带有状态指示器的动态电源管理（DPM）
–充电器过电流保护
–蓄电池过电压保护
–热关机
•支持两个、三个或四个锂电池封装和引脚输出
•8–24 V AC/DC适配器工作范围
•通过电阻或DAC/GPIO主机控制进行比率编程的模拟输入
–充电电压（4-4.512 V/电池）
–充电电流（高达8 A，带10 mΩ感测电阻器）
–适配器电流限制（DPM）
•状态和监测输出
–AC/DC适配器具有可编程电压阈值
–DPM循环）活动（DPMDET
–从输入源引出的电流
•充电启用
•24针，4x4毫米QFN封装
•能源之星低智商
–<10微安的关态放电电流
–<1.5毫安关断状态输入静态电流
应用
•笔记本和上网本电脑
•便携式数据采集终端
•便携式打印机
•医疗诊断设备
•电池架充电器
•备用电池系统
说明
bq24704是一款高效率的同步电池充电器，具有集成补偿功能，为空间有限的锂离子和锂聚合物电池充电应用提供低组件数量。充电电流和电压编程允许高调节精度，可以通过电阻硬接线，也可以通过系统电源管理微控制器使用DAC或GPIO编程。
bq24704为两个、三个或四个系列的锂电池充电，支持高达8A的充电电流，并提供24针、4x4毫米薄QFN封装。
bq24704具有动态电源管理（DPM）和输入功率限制功能。当达到输入功率限制时，这些功能可降低电池充电电流，以避免在同时为负载和电池充电器供电时使交流适配器过载。一个高精度的电流检测放大器可以精确测量来自交流适配器的输入电流，以监控整个系统的功率。
（1）、上拉轨可以是VREF或其他系统轨。
（2）、SRSET/ACSET可以来自DAC或电阻分配器。
（3）、车辆识别号=20 V，车辆识别号=3电池锂离子，充电电压=3 A，IADAPTER_极限=4 A。
图1：用DAC编程的典型系统原理图、电压和电流
（1）、上拉轨可以是VREF或其他系统轨。
（2）、SRSET/ACSET可以来自DAC或电阻分配器。
（3）、车辆识别号=20 V，车辆识别号=3电池锂离子，充电电压=3 A，IADAPTER_极限=4 A。
图2：典型系统原理图、电阻编程电压和电流
典型特征
功能框图
蓄电池电压调节
bq24704采用高精度电压调节器充电。内部默认电池电压设置VBATT=4.2 V×电池计数。调节电压是相对于VREF的比率度量。VADJ与VREF的比值为VBATT调节电压提供了额外的12.5%的调节范围。通过将调节范围限制在调节电压的12.5%，外部电阻失配误差从±1%降低到±0.1%。因此，当使用1%的不匹配电阻时，总电压精度保持在0.5%。比率-公制转换还允许与D/As或微控制器（μC）兼容。蓄电池电压通过VADJ和VREF通过方程式1编程。
VADJ设置在0和VREF之间。当VADJ连接到REGN时，VBATT默认为4.2v×cell count。
CELLS pin是选择cell count的逻辑输入。将电池连接至充电2、3或4锂电池。当对其他电池化学成分充电时，使用电池为充电器选择输出电压范围。
每个电池的终端电压是电池化学性质的函数。请咨询蓄电池制造商以确定此电压。
BAT引脚用于感应电池电压以进行电压调节，应尽可能靠近电池连接，或直接连接到输出电容器上。建议将0.1μF陶瓷电容器从BAT连接到AGND，尽可能靠近BAT引脚，以分离高频噪声。
蓄电池电流调节
SRSET输入设置最大充电电流。蓄电池电流由连接在SRP和SRN之间的电阻RSR感应。SRP和SRN之间的满标度差分电压为100mv。因此，对于0.010Ω感测电阻器，最大充电电流为10 a。SRSET是关于VREF的比率度量，使用公式2：
SRSET的输入电压范围在0到VREF之间，最高可达3.3v。
SRP和SRN管脚用于检测RSR，默认值为10 mΩ。但是，也可以使用其他值的电阻器。感测电阻越大，产生的感测电压越大，调节精度越高，但却牺牲了较高的传导损耗。
输入适配器电流调节
来自交流适配器或其他直流电源的总输入是系统电源电流和电池充电电流的函数。系统电流通常随着系统的部分通电或断电而波动。没有动态电源管理（DPM），电源必须能够同时提供最大系统电流和最大充电器输入电流。通过使用DPM，当输入电流超过ACSET设置的输入电流限制时，输入电流调节器减小充电电流。可以降低交流适配器的电流容量，从而降低系统成本。
与设置电池调节电流类似，适配器电流由连接在ACP和ACN之间的电阻器RAC感应。最大值由ACSET设置，ACSET是相对于VREF的比率度量，使用公式3。
ACSET的输入电压范围在0和VREF之间，最高可达3.3V。
ACP和ACN引脚用于检测默认值为10mΩ的RAC。但是，也可以使用其他值的电阻器。感测电阻越大，感测电压越大，调节精度越高；但是，以较高的传导损耗为代价。
适配器检测和通电
外部电阻分压器在适配器电压进入ACDET前使其衰减。适配器检测阈值通常应编程为大于最大电池电压且小于最小允许适配器电压的值。ACDET分频器应该放在ACFET之前，以便感应真实的适配器输入电压，无论ACFET是开还是关。
如果PVCC低于4v，设备将被禁用。
如果ACDET低于0.6v但PVCC高于4v，则启用部分偏置，包括粗略的带隙基准。IADAPT被禁用并下拉至GND。总静态电流小于10微安。
一旦ACDET上升到0.6v以上，PVCC上升到4v以上，所有的偏置电路都将启用。VREF变为3.3 V，REGN输出变为6 V。IADAPT变为有效，以按比例反映适配器电流。
当ACDET升高并通过2.4 V时，存在有效的交流适配器。然后发生以下情况：
•ACGOOD通过外部上拉电阻器变高至主机数字电压轨；
•如果满足所有条件，充电器将打开（请参阅启用和禁用充电）。
启用和禁用充电
在启用充电之前，以下条件必须有效：
•CHGEN低；
•PVCC>UVLO；
•检测到适配器；
•适配器高于PVCC-BAT阈值；
•适配器没有过电压；
•检测到适配器后，1.2秒延迟完成；
•REGNGOOD和VREFGOOD有效；
•热关机（TSHUT）无效；
下列情况之一将停止正在进行的充电：
•CHGEN高；
•PVCC<UVLO；
•适配器已卸下；
•适配器小于PVCC-BAT阈值；
•适配器电压过高；
•适配器过流；
•T达到SHUT IC温度阈值（上升沿155°C，滞后20°C）。
自动内部软启动充电器电流
每次充电器启动时，充电器自动软启动充电器调节电流，以确保输出电容器或功率转换器没有过冲或应力。软启动包括将充电调节电流分为8个均匀的步骤，直至达到编程的充电电流。每一步持续约1.7毫秒，典型上升时间为13.6毫秒。此功能不需要外部组件。
变频器运行
同步buck-PWM变换器采用固定频率（300khz）电压模式，采用前馈控制。III型补偿网络允许在转换器的输出端使用陶瓷电容器。补偿输入级内部连接在反馈输出（FBO）和误差放大器输入（EAI）之间。反馈补偿级连接在误差放大器输入端（EAI）和误差放大器输出端（EAO）之间。LC输出滤波器被选为提供8–12.5khz的标称谐振频率。
其中，共振频率fo由以下公式给出：
其中（从图1示意图）。
• CO = C11 + C12
• LO = L1
将内部锯齿形斜坡与内部EAO误差控制信号进行比较，以改变转换器的占空比。斜坡高度是输入适配器电压的十五分之一，使其始终与输入适配器电压成正比。这样可以消除由于输入电压变化而引起的任何环路增益变化，并简化环路补偿。当EAO信号低于斜坡时，斜坡偏移200 mV以允许0%的占空比。EAO信号也可以超过锯齿波斜坡信号，以获得100%的占空比脉冲宽度调制请求。内部栅极驱动逻辑允许达到99.98%的占空比，同时确保N通道上部设备始终有足够的电压保持完全开启。如果BTST管脚到PH管脚的电压下降到4v以下超过3个周期，则高压侧n沟道功率MOSFET关闭，低压侧n沟道功率MOSFET打开，以拉低PH节点并对BTST电容器充电。然后，高压侧驱动器返回到100%占空比运行，直到检测到（BTST-PH）电压因泄漏电流而再次降低，使BTST电容器放电到4V以下，然后重新发出复位脉冲。
300khz固定频率振荡器在输入电压、电池电压、充电电流、温度等各种条件下都能严格控制开关频率，简化了输出滤波器的设计，使其不受噪声的影响。电荷电流感测电阻RSR应至少有一半或更多的总输出电容放置在感测电阻接触感测电阻和输出电感之前；另一半或剩余电容放置在感测电阻之后。输出电容应分开放置在电荷电流感测电阻器的两侧。50:50%的比率是最好的性能；但是输出电感和感测电阻连接的节点应该至少有总电容的50%。该电容提供足够的滤波以消除开关噪声并提供更好的电流检测精度。III型补偿在交叉频率附近提供相位提升，提供足够的相位裕度。
同步和非同步运行
当感应到的充电电流低于ISYNSET值时，充电器以非同步模式工作。否则，充电器以同步模式工作。
同步模式下，当高压侧n沟道功率MOSFET关闭时，低压侧n沟道功率MOSFET打开。内部栅极驱动逻辑确保在切换前有断路，以防止击穿电流。在两个场效应管都关闭的30ns死区时间内，低压侧功率MOSFET的背二极管传导电感电流。低侧场效应晶体管的开启保持低功耗，并允许在高电流下安全充电。在同步模式下，电感电流总是在连续导通模式（CCM）下流动和工作，形成一个固定的两极系统。
非同步运行时，高压侧n沟道功率MOSFET关断后，在通断前的断开死区时间后，低压侧n沟道功率MOSFET关断80ns左右，低压侧功率MOSFET关断并保持关断，直到下一个循环开始，高压侧功率MOSFET再次开启。需要80ns低压侧MOSFET开启时间，以确保引导电容始终充电，并能够在下一个循环中保持高压侧功率MOSFET开启。这对于电池充电器来说很重要，因为与常规的dc-dc转换器不同，充电器中有一个电池负载，可以保持电压，并且可以产生电流和吸收电流。80ns的低边脉冲将PH节点（高边和低边MOSFET之间的连接）拉低，使自举电容器充电到REGN LDO值。80ns后，低边MOSFET保持关闭，以防止出现负电感电流。漏极侧MOSFET会阻断电感电流，使电感电流不连续。这种模式被称为不连续传导模式（DCM）。
在DCM模式下，回路响应会自动改变，并且有一个单极系统，在该系统中，磁极与负载电流成比例，因为转换器不吸收电流，只有负载提供电流吸收。这意味着在低电流下，回路响应较慢，因为放电输出电压可用的下沉电流较少。在非同步运行期间的低电流下，在80ns充电脉冲期间可能存在少量的负电感电流。电荷应足够低，以便被输入电容吸收。
当BTST-PH<4v时，在LODRV上出现80ns的充电脉冲，高边MOSFET不开启。低压侧MOSFET不开启（只有80ns的充电脉冲）。
ISYNSET控件（SYN和NON-SYN模式设置）
ISYNSET引脚用于编程充电器从同步操作变为非同步操作时的充电电流阈值。低压侧驱动器仅开启80 ns以给升压电容充电。这对于防止负电感电流非常重要，因为负电感电流可能会导致升压效应，当电源从电池传输到输入电容器时，输入电压会增加。这种增强效应可能导致PVCC节点上的过电压，并可能对系统造成一些损坏。此可编程值允许设置任何电感电流纹波的电流阈值，并避免负电感电流。最小同步阈值应设置为电感电流纹波的1/2到全纹波电流，其中电感电流纹波由下式给出：
和
其中：
VIN=适配器电压
VBAT=电池电压
fS=开关频率
L=输出电感
D=占空比
iriple_MAX发生在占空比D接近0.5的情况下。
ISYNSET比较器或电荷欠电流比较器比较SRP-SRN之间的电压和由外部电阻器RISYNSET设置的阈值，可通过以下公式计算：
使用电流检测放大器（CSA）的高精度IADAPT
一个工业标准，高精度电流检测放大器（CSA）是用来监测输入电流的主机或一些离散逻辑通过模拟电压输出的IADAPT引脚。CSA通过IADAPT引脚将ACP–ACN的输入感应电压放大16倍。IADAPT输出是16倍输入差动电压的电压源。一旦PVCC高于5v，ACDET高于0.6V，IADAPT不再停留在地面，而是开始活动。如果用户想降低电压，他们可以使用一个电阻分压器从IOUT到AGND，并且仍然可以达到超过温度的精度，因为电阻可以匹配其热系数。
建议在输出端连接一个100 pF的电容器，以消除高频噪声。如果需要附加滤波，在100 pF电容器之后，附加RC滤波器是可选的。注意，添加过滤也会增加额外的响应延迟。
输入欠压锁定（UVLO）
系统必须具有最小4 V的PVCC电压，以允许正常工作。这个PVCC电压可以来自输入适配器或电池，使用二极管或输入。当PVCC电压低于4v时，偏置电路REGN和VREF保持非激活状态，即使ACDET高于0.6v。
蓄电池过电压保护
当BAT电压高于调节电压的104%时，转换器停止切换。在BAT电压低于调节电压的102%之前，转换器不允许高压侧FET开启。这允许对过电压条件（如负载被卸下或蓄电池断开）进行一次循环响应。从BAT到PGND的10毫安电流接收器仅在充电期间打开，并允许将存储的输出电感能量放电到输出电容器中。
充电过电流保护
充电器有二次过电流保护。它监测充电电流，防止电流超过规定充电电流的145%。当检测到过电流时，高压侧栅极驱动关闭，当电流低于过电流阈值时自动恢复。
热停堆保护
QFN封装具有较低的热阻抗，能够提供从硅到环境的良好热传导，以保持结温较低。作为附加的保护级别，充电器转换器在结温超过155°C的阈值时关闭并自我保护。充电器保持关闭状态，直到结温降至135°C以下。
状态输出（ACGOOD、DPMDET）
有两个状态输出可用，它们需要外部上拉电阻器将引脚拉至系统数字轨道以获得高电平。
如果ACDET高于2.4 V，则ACGOOD开漏输出变低。
DPMDET开漏输出在DPM回路激活以降低电池充电电流（延迟10毫秒后）时变低。
应用程序信息
输入电容计算
在适配器热插拔期间，ACFET尚未打开。交流开关断开，输入的简化等效电路如图29所示。
A、 Ri：电缆等效电阻
B、 Li：电缆等效电感
C、 Ci的RC-ESR
D、 Ci：去耦电容器
图29：适配器插入过程中的简化等效电路
输入电容器上的电压由下式给出：
阻尼条件：
图30（a）显示了有助于抑制电压尖峰的高Ci。图30（b）显示了输入杂散电感（Li）对输入电压尖峰的影响。图30（b）中的虚线曲线表示Ci=40μF的最坏情况。图30（c）显示了电阻如何帮助抑制输入电压尖峰。
如图30所示，最小化输入杂散电感、增加输入电容和增加电阻（包括使用更高的ESR电容）有助于抑制输入电压尖峰。然而，用户通常无法控制输入srtay电感，增加电容会增加成本。因此，最有效和最具成本效益的方法是增加一个外部电阻。
图31描述了推荐的输入过滤器设计。测量的输入电压和电流波形如图32所示。在保持低电容的情况下，通过增加一个2Ω电阻，输入电压尖峰得到了很好的抑制。
印刷电路板版图设计指南
1、IC封装背面裸露的电源板必须焊接到PCB接地上。确保IC正下方有足够的热通孔，连接到其他层的地平面。
2、控制级和功率级应分开布线。在每一层，信号接地和电源接地仅在电源板上连接。
3、交流电流检测电阻器必须用开尔文触点连接到ACP（引脚4）和ACN（引脚3）。必须最小化此循环的区域。为了进一步降低噪声，ACN需要额外的0.1μF去耦电容器。这些引脚的去耦电容器应尽可能靠近集成电路放置。
4、充电电流检测电阻器必须用开尔文触点连接到SRP（针脚16）、SRN（针脚15）。必须最小化此循环的区域。为了进一步降低噪声，需要为SRN增加0.1μF的去耦电容。这些引脚的去耦电容器应尽可能靠近集成电路放置。
5、用于PVCC（引脚1）、VREF（引脚8）、REGN（引脚21）的去耦电容器应放置在集成电路下方（底层），尽可能短地与集成电路互连。
6、BAT（插脚14）、IADAPT（插脚12）的去耦电容器必须放置在靠近相应IC插脚的位置，且与IC的互连应尽可能短。
7、充电器输入的去耦电容器CX必须靠近Q4漏极和Q5源极。
图33显示了带有trace和via位置的推荐组件位置。有关QFN信息，请参阅SCBA017和SLUA271文档。
