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特征
•V2架构提供超快的瞬态响应、改进的调节和简化的设计
•2.0%误差安培参考电压公差
•短路条件下开关频率降低4:1，减少短路功耗
•BOOST Lead允许“自举”操作，以最大限度地提高效率
•同步功能，用于并联供电操作或噪声最小化
•停机导线提供断电选项
•断电时85 μA静态电流
•热关机
•软启动
•插脚-与LT1375和LT1376兼容
•提供无铅包装
说明
CS5141X产品是1.5A降压稳压器集成电路。这些设备是固定频率的，工作频率为260 kHz和520 kHz。监管者使用V2™ 为当今高速逻辑提供无与伦比的瞬态响应、最佳的整体调节和最简单的回路补偿的控制架构。这些产品适应4.5伏到40伏的输入电压。
CS51411和CS51413包含同步电路。CS51412和CS51414可以选择从外部3.3V到6.0V电源为控制器供电，以提高效率，特别是在高输入电压、轻负载条件下。
片上NPN晶体管能够提供至少1.5a的输出电流，并由外部“升压”电容器偏置以确保饱和，从而将片上功率降至最低消散保护电路包括热关机、逐周限流和频率折叠。CS51411和CS51413在功能上与LT1375兼容。CS51412和CS51414在功能上与LT1376兼容。
应用程序信息
操作理论
V2控制
CS5141X系列降压稳压器采用V2控制技术，提供高水平的集成度，以实现高功率密度设计优化。
每个脉冲宽度调制控制器配置基本控制元件，以便当连接到功率转换器的反馈信号时，有足够的环路增益和带宽可用于调节电压设定值根据线路和负荷变化。这些元件的布置将电压模式或电流模式控制器与V2设备区分开来。
图3说明了V2控制器的基本架构。
与V模式或I模式一样，将反馈信号与参考电压进行比较，以产生误差信号，该误差信号被馈送至PWM的一个输入端。然而，PWM的第二个输入既不是固定的电压斜坡，也不是开关电流，而是来自转换器输出的反馈信号。此反馈信号提供直流信息和交流信息（控制斜坡）供转换器调节其设定值。这种控制结构被称为V2，因为两个PWM输入都来自转换器的输出电压。这有点误导，因为控制斜坡通常由转换器中的当前信息生成。
图4所示的buck变换器的反馈信号在被路由到PWM比较器的输入端之前以两种方式之一进行处理。快速反馈路径（FFB）在将反馈信号传递到PWM的一个输入端之前，将斜率补偿添加到反馈信号中。慢反馈路径（SFB）将原始反馈信号与直流参考信号进行比较。在误差放大器VC的输出处产生的误差信号在被路由到脉冲宽度调制。当振荡器设置输出锁存器时，启动每个开关周期（S1开启）。当FFB信号（AC加输出DC）超过SFB（错误DC）时，每个开关周期终止（S1关），并且输出锁存被重置。在负载瞬变的情况下，FFB信号相对于滤波后的SFB信号变化更快，导致发生占空比调制。从转换器采集的实际示波器波形显示了开关节点电压开关，错误信号VC和反馈信号VFB（仅限交流分量）如图5所示。
在负载瞬变的情况下，FFB信号相对于滤波后的SFB信号变化更快，导致发生占空比调制。通过这种方法，转换器的瞬态响应时间与误差放大器无关带宽。这里使用误差放大器以确保良好的直流精度。
为了使控制器最优运行，需要在反馈管脚处有一个稳定的斜坡。
控制斜坡生成
在最初的V2设计中，控制斜坡VCR是由转换器的输出纹波产生的。使用电流衍生斜坡提供与电流模式相同的优点，即输入前馈、单极输出滤波器输出负载瞬变后的补偿和快速反馈。典型地，钽或有机聚合物电容器被选择具有足够大的ESR分量（相对于其电容性和ESL纹波贡献），以确保控制斜坡感应电感电流，其振幅足以维持环路稳定性。这种技术如图6所示。
多层陶瓷电容器技术的进展
这样MLCC可以提供一个经济有效的过滤解决方案对于低压（<12 V），高频转换器（>200 kHz）。例如，805 SMT封装中的10 F MLCC 16 V具有2 m 的ESR和100 nH的ESL。使用多个并联的MLCC，连接到带有多个过孔的PCB上的电源和接地平面，可以提供一个“近乎完美”的电容器。利用这种技术，由于寄生ESR和ESL纹波的贡献为零，可以容易地获得低于10mv的输出开关纹波。在这种情况下，控制斜坡在电路的其他地方生成。
使用dcr电感电流传感的斜坡生成，其中输出电感的L/dcr时间常数与积分网络的CR时间常数匹配，如图7所示。图8显示了转换器在1 a阶跃负载后的瞬态响应。这种瞬态响应表明，在频率域中具有良好的增益和相位裕度的超过10 kHz的闭环。还要注意仅由两个10 F MLCC提供的输出开关纹波的幅度。
使用电压前馈技术的斜坡生成如图9所示。
一些有代表性的效率数据如图10所示。
更多详细信息，请参阅半导体应用说明和V2上的8276/D和CS5141x演示板编号。
误差放大器
CS5141X有一个跨导误差放大器，其非转换输入连接到由片上调节器产生的内部参考电压。反向输入连接到VFB引脚。误差放大器的输出在VC引脚上可用。一个典型的频率补偿只需要一个0.1 F电容器连接在VC引脚和接地之间，如图1所示。这个电容器和误差放大器的输出电阻（大约8.0 M ）产生一个低频极来限制带宽。由于V2控制不需要高带宽误差放大器，频率补偿大大简化。
VC引脚被夹持在输出高压以下。这允许调节器从过电流或短路状态中快速恢复。
振荡器和同步功能（仅限CS51411和CS51413）
片上振荡器在工厂进行微调，无需外部部件进行频率控制。高开关频率允许使用更小的外部组件，从而节省了电路板面积和成本。紧密的频率公差简化了磁性元件选举当VFB引脚电压低于频率折叠阈值时，开关频率降低到标称值的25%。在短路或过载情况下，这会降低集成电路和外部组件的功耗。
外部时钟信号可以将CS51411/CS51414同步到更高的频率。同步脉冲的上升沿打开电源开关，开始一个新的开关周期，如图11所示。同步脉冲的上升沿和VSW引脚电压的上升沿之间有大约0.5 的延迟。同步阈值与TTL逻辑兼容，同步脉冲的占空比可以从10%到90%不等。频率折叠功能在同步模式期间被禁用。
电源开关和电流限制
内置NPN电源开关的集电极连接到车辆识别号引脚，发射器连接到车辆安全开关别针。当开关打开，VSW电压等于车辆识别号减去开关饱和电压。在降压调节器中，当电源开关断开时，电压波动到地下一个二极管，并且电感电流被转换到捕捉二极管。由于存在高脉冲电流，连接VSW引脚、电感和二极管的迹线应尽可能短，以使噪音和辐射。出于同样的原因，输入电容器应该放在靠近车辆识别码引脚和二极管阳极的地方。
电源开关的饱和电压取决于开关电流，如图12所示。
CS5141X系列的成员包含逐脉冲电流限制，以保护电源开关和外部组件。当开关电流峰值达到电流限制时，电源开关在电流限制延迟后关闭。开关在下一个开关循环之前不会打开。电流极限阈值与开关占空比无关。最大负载电流，在连续导通模式，由于纹波电流小于电流限制。
式中：fS=开关频率，ILIM=电流极限阈值，VO=输出电压，VIN=输入电压，L=电感值。
当调节器运行潜流极限时，次谐波振荡可能引起低频振荡，如图13所示。与电流模式控制类似，这种振荡发生在占空比大于50%时，可以通过使用较大的电感来减轻价值观当FB引脚低于Foldback阈值时，电流限制阈值降低为Foldback电流。此功能可在通电或过载情况下保护IC和外部组件。
BOOST销
升压管脚为电源开关提供基本驱动电流。高于车辆识别号的电压提供了打开电源开关所需的空间。这反过来又降低了集成电路的功耗，提高了系统的整体效率。BOOST引脚可以连接到外部BOOST-strapping电路，该电路通常使用0.1 F电容器和1N914或1N4148二极管，如图1所示。当电源开关打开时，增压管脚上的电压等于：
式中：VF=二极管正向电压。
二极管的阳极可以连接到除调节输出电压以外的任何直流电压。但是，升压管脚上的最大电压不得超过40 V。
如图14所示，升压管脚电流包括恒定的7.0毫安预电流和与开关导通电流成比例的基极电流。在热考虑部分对该电流进行了详细讨论。一个0.1 μA电容器通常足以在通电时间内维持升压管脚电压。
偏压销（仅限CS51412和CS51414）
偏压管脚允许二次电源偏压集成电路的控制电路。偏压引脚电压应在3.3 V和6.0 V之间。如果偏压引脚电压低于该范围，则使用二极管防止偏压引脚的电流流失。以低于调节器输入电压的电压为集成电路供电，降低了集成电路的功耗，提高了能量传输效率。
关闭
内部电源开关在车辆识别号针脚上升到启动电压以上时才会打开。这确保了在向集成电路提供足够的电源电压之前不会切换。
当SHDNB引脚被拉到低于关机阈值电压时，IC进入休眠模式。在睡眠模式下，电源开关保持打开，电源电流降低至关机静态电流。该引脚具有内部上拉电流。所以当这个别针不被使用时，留下SHDNB别针打开。
启动
在通电过程中，调节器倾向于快速地给输出电容充电以达到电压调节。这会产生过大的冲击电流，对电感、集成电路和捕获二极管有害。在V2控制中，补偿电容器提供无需启动的软启动用于额外的管脚或电路。在通电过程中，误差放大器的输出源电流向补偿电容充电，补偿电容迫使VC引脚输出电压逐渐上升。
软启动持续时间可以通过：
式中：VC=VC引脚稳态电压，约等于误差放大器的参考电压。CCOMP=连接到VC管脚的补偿电容ISOURCE=误差放大器的输出源电流。使用0.1 μF CCOMP，计算表明TSS超过5.0 ms，足以避免任何电流应力。
图15显示了通电期间VSW的VC、VO和包络线的逐渐上升。输出电压达到规定值后无电压超调。如果电源电压上升慢于VC引脚，则输出电压可能会超调。
短路
当VFB引脚电压低于Foldback阈值时，稳压器将峰值电流限制降低40%，开关频率降低到标称频率的1/4。这些功能设计用于在过载或短路情况下保护IC和外部组件。在这些条件下，峰值开关电流被钳制到电流极限阈值。降低的开关频率显著增加了纹波电流，从而降低了直流电流。短路会导致最小占空比受到最小输出脉冲宽度的限制。折叠频率通过延长开关周期来降低最小占空比。这可以防止集成电路过热，同时也限制了可以传输到输出端的功率。限流折叠有效地降低了电感和二极管上的电流应力。当输出短路时，电感和二极管的直流电流可以接近电流极限阈值。因此，将电流限制降低40%可导致电感和二极管电流的等百分比下降。短路波形如图16所示，折叠频率和电流限制不言而喻。
热因素
在采用稳压器之前，必须计算集成电路的功耗。集成电路产生的电流包括静态电流、预电流和电源开关基极电流。静态电流驱动集成电路中的低功耗电路，包括比较器、误差放大器等逻辑模块。因此，该电流与开关电流无关，产生的功率等于：
式中：IQ=静止电流。
预驱动电流用于打开/关闭电源开关，在最坏情况下约等于12毫安。
在稳态运行期间，当电源开关打开时，IC从增压管脚吸取电流，然后在开关关闭时从车辆识别号管脚接收电流。预驱动电流总是返回到VSW引脚。由于即使在电源开关关闭的情况下，前置电流也会输出到调节器的输出端，因此需要最小的负载，以防止轻载条件下的过电压。当开关接通时，如果Boost pin电压等于VIN+VO，则可以通过：
双极晶体管的基极电流等于集电极电流除以器件的β。这里用β60来估计基流。当晶体管需要接通时，升压管脚提供基极电流。
集成电路因该电流而耗散的功率为：
其中：IS=直流开关电流。
当电源开关打开时，饱和电压和传导电流会导致非理想开关的功率损耗。功率损耗可以量化为：
其中：VSAT=电源开关的饱和电压，如图12所示。
当开关在每次转换过程中同时经历高电流和高电压时，就会发生开关损耗。
该调节器的关闭时间为30 ns，相关功率损耗等于：
开机时间要短得多，因此这里不考虑开机损耗。
集成电路消耗的总功率是以上各项的总和:
集成电路的结温可以根据封装的环境温度、集成电路的功耗和热阻来计算。方程如下所示，
最大集成电路连接温度不得超过125°C，以保证正常工作，并避免对集成电路造成任何损坏。
使用偏置销
如下文所述，在低负载和高输入电压下，使用偏压管脚的效率节省最为显著。
图17将有助于理解使用偏置销时效率的提高。所示的电路不是实际的实现，但在解释中是有用的。
集成电路的内部偏置可以通过Vin引脚或偏置引脚提供。当偏置管脚较低时，逻辑打开P2，电流从车辆识别号管脚路由至内部偏置电路。相反，当偏压引脚高时，逻辑打开P1，电流从偏置管脚路由到内部偏置电路。
下面是一个节能的例子：
车辆识别号的输入电压范围为4.5伏至40伏。偏置的输入电压范围为3.3伏至6伏。静态电流规格为3毫安（最小值）、4毫安（典型值）和6.25毫安（最大值）。
使用14 V的典型电池电压和4毫安的典型静态电流，功率为：
我们假设偏压管脚连接到一个5V的外部调节器，而不是输出电压。偏压管脚通常会连接到输出电压，但在这里添加一个开关稳压器效率数字会使这个例子变得模糊。现在，内部偏置电路通过5V供电。由此产生的片上功耗为：
节能35兆瓦。
现在，使用最大电池输入电压40V、最大静态电流6.25mA和最低允许偏置电压3.3V来证明更显著的节省；
由车辆识别号提供动力：
由偏压管脚供电：
节电229兆瓦。
最低负荷要求
如前一节所述，由于输入输出的预驱动电流，此调节器需要最小负载。放置一个等于VO除以12毫安的电阻器，应防止轻载条件下的任何电压超调。或者，可以对反馈电阻进行适当的估值以消耗12ma电流。
组件选择
输入电容器
在buck变换器中，输入电容以等于负载电流的幅度观察脉冲电流。脉冲电流和输入电容器的ESR决定了车辆识别号纹波电压，如图18所示。对于VIN纹波，低ESR是输入电容选择的关键要求。脉冲输入电流具有重要的交流分量，被输入电容吸收。
输入电容器的均方根电流可使用以下公式计算：
式中：D=切换占空比等于VO/VIN。IO=负载电流。
为了计算均方根电流，在每个工作周期将负载电流乘以图19给出的常数。通常的做法是选择额定电流均方根值超过最大负载电流一半的输入电容器。如果多个电容器并联，每个电容器的均方根电流应为总电流除以电容器数量。
电容器类型的选择取决于每个设计的约束和重点。铝电解电容器以最低的价格广泛供应成本，他们的ESR和等效串联电感（ESL）相对较高。多个电容器通常并联以获得较低的ESR。此外，电解电容器通常需要与陶瓷电容器并联以过滤高频噪声。OS-CON是固态铝电解电容器，因此具有更低的ESR。最近，OS-CON电容器的价格大幅下降，因此现在可以将其用于一些低成本设计。电解电容器的物理尺寸很大，不适用于尺寸特别是高度是主要考虑因素的应用场合。
陶瓷电容器现在的可用值超过10 F。由于陶瓷电容器具有较低的ESR和ESL，单个陶瓷电容器可以满足低频和高频噪声。陶瓷电容器的缺点是成本高。固体钽电容器的ESR低，体积小。然而，钽电容器的可靠性一直是电容器可能遇到浪涌电流的应用中的一个问题。
输出电容器
在buck变换器中，对输出电容的要求不如对输入电容的要求重要电容器输出电容的电流来自电感，因此是三角形的。在大多数应用中，这使得RMS纹波电流不是选择输出电容器的问题。
输出纹波电压是由流过ESR的纹波电流引起的三角波和由ESL引起的方波之和。与ESR和ESL相比，电容电抗被认为很小。电感的峰-峰纹波电流为：
VRIPPLE（ESR）是由ESR引起的输出纹波，等于IP-P和ESR的乘积。通过ESL产生的电压与输出电容器的di/dt成正比。实现了输出电容的di/dt与电感电流的di/dt相同。因此，当开关接通时，di/dt等于（VIN-VO）/L，当开关断开时变为VO/L。ESL引起的总纹波电压可以从:
总输出纹波是VRIPPLE（ESR）和VRIPPLE（ESR）的总和。
图20至图23显示了使用22H电感和各种电容器类型的5.0v至3.3v/500ma稳压器的输出纹波。在开关频率下，低ESR和ESL使陶瓷电容器的电容行为如图20所示。增加并联陶瓷电容器将进一步降低纹波电压，但不可避免地增加成本。“POSCAP”是三洋公司生产的固体电解电容器。阳极为烧结钽，阴极为高导电聚合有机半导体。TPC系列具有低ESR和低剖面的特点，用于图21的测量。结果表明，与陶瓷相比，POSCAP具有良好的电容和ESR平衡电容器这种应用，低ESR产生小于5.0mv的纹波，ESL几乎是不可见的。通孔OS-CON电容器的ESL产生感应阻抗。从图22可以明显看出，开关接通时输出纹波的阶跃上升和开关断开时的大尖峰。当开关节点通过捕捉二极管的传导被拉到地下时，ESL防止输出电容快速地向电感的寄生电容充电。这将导致与交换机节点的下降沿相关联的尖峰。图23中使用的D封装钽电容器具有与POSCAP相同的占地面积，但其高度是POSCAP的两倍。钽电容器的ESR明显高于POSCAP。电解电容器和钽电容器提供了一种低成本的解决方案，但性能受到影响。钽电容器的可靠性不是输出滤波的一个重要问题，因为输出电容器通常没有浪涌电流和电压。
二极管选择
当电源开关关闭时，buck转换器中的二极管提供电感电流路径。峰值反向电压等于最大输入电压。峰值传导电流被
集成电路。平均电流的计算公式如下：
在最大负载电流和最大输入电压时，二极管平均电流的情况更糟。为了使二极管在短路条件下不受损坏，二极管的额定电流应等于折叠电流限值。CS5141X稳压器建议采用半导体上肖特基二极管，见表1。
感应器选择
在选择电感时，可能要考虑最大负载电流、铁心和铜损耗、元件高度、输出纹波、电磁干扰、饱和和成本。选择较低的电感值以减小感应器。更高的值减少了纹波电流，铁心损耗，并允许更多的输出电流。对于大多数应用，电感值在2.2 H和22 H之间。电感的饱和电流额定值不得超过根据:
通过电感的直流电流等于负载当前。最坏的情况发生在最大负载期间当前。检查供应商的规格以调整电感值潜流加载。感应器可以损失超过50%的接近饱和时的电感。
磁芯材料对电感有重要影响表演。铁氧体磁芯具有小物理量的优点体积小，功耗低。但小心别操作这些电感器时，电感器的工作范围超过其最大值峰值电流的额定值，因为这将使磁芯饱和。动力铁芯成本低，且具有更为渐进的饱和曲线。磁芯的磁路是开放的作为棒或筒，容易产生强磁场辐射。然而，它们通常又便宜又小。这个提供闭合磁环的磁芯，例如盆形磁芯和环形，产生低电磁干扰（EMI）。
有许多磁性元件供应商提供适用于CS5141X的标准产品线。表2列表三家供应商，他们的产品和联系方式。
包装尺寸
