AD8350点击型号即可查看芯片规格书
特征
–高动态范围
–输出IP3:+28 dBm:Re 50@250 MHz低噪声系数：5.9条分贝@250兆赫两种增益版本：
–AD8350-15:15分贝
–AD8350-20:20分贝
–3分贝带宽：1.0条千兆赫
–单电源操作：5 V至10 V
–供电电流：28毫安
–输入/输出阻抗：200
–单端或差分输入驱动
–8-铅SOIC封装和8-铅微粒体封装
应用
–蜂窝基站
–通信接收机射频/中频增益块
–差分A-to-D驱动器
–声表面波滤波器接口
–单端到差分转换
–高性能视频
–高速数据传输
产品描述
AD8350系列是高性能全差分放大器，适用于射频和中频电路，频率可达1000兆赫。放大器具有优良的噪声系数5.9条250兆赫时为分贝。它在250兆赫时提供+28 dBm的高输出三阶截距（OIP3）。提供15分贝和20分贝的增益版本。
AD8350设计用于满足通信收发器应用的高性能要求。它使高动态范围差分信号链，具有特殊的线性度和增加的共模抑制。该设备可以用作通用增益块、a-to-D驱动器和高速数据接口驱动器等功能。AD8350输入也可以用作单端到差分转换器。
该放大器可以在250兆赫下工作到5伏，OIP3为+28 dBm，失真性能略有降低。宽带宽、高动态范围和温度稳定性使本产品非常适合蜂窝、有线电视、宽带、仪器仪表和其他应用中所需的各种射频和中频频率。
AD8350采用8导单SOIC封装和μSOIC封装。它由5伏和10伏电源供电，典型电流为28毫安。AD8350为功率敏感应用提供功率启用功能。AD8350采用模拟器件专有的高速互补双极工艺制造。该设备可在工业（–40°C至+85°C）温度范围内使用。
功能框图
8导SOIC和SOIC封装（带Enable）
典型性能特征——AD8350
使用AD8350的应用程序
图1显示了操作AD8350的基本连接。需要5 V至10 V范围内的单个电源。应使用0.1分μF电容器。ENBL引脚连接到正极电源或5 V（当VCC=10 V时）用于正常操作，应拉到地上，使设备处于休眠模式。输入端和输出端在中间电源处都有直流偏置电平，应为交流耦合。
图1还显示了输入和输出的阻抗平衡要求（电阻或无功）。输入和输出阻抗为200Ω时，AD8350应由200Ω电源驱动，并由200Ω阻抗加载。也可以实现被动匹配。
图2显示了AD8350如何由单端源驱动。未使用的输入应交流接地。单端驱动时，差动输出电压会有轻微的不平衡。这将导致二阶谐波失真增加（在50 MHz，VCC=10 V，VOUT=1 V p-p时，在AD8350-15上测量了-59 dBc的二次谐波）。
无功匹配
在实际应用中，AD8350很可能使用图3所示的反应性匹配组件进行匹配。匹配分量可以用史密斯图计算，也可以用共振方法确定导致复杂共轭匹配的匹配网络。在任何一种情况下，电路都可以作为单端等效电路进行分析，以便于计算，如图4所示。
当源阻抗小于负载阻抗时，需要一个升压匹配网络。典型的升压网络如图3中AD8350的输入所示。对于纯电阻源和负载阻抗，可以使用共振方法。AD8350的输入和输出阻抗可以模拟为工作频率小于100 MHz时的实际200Ω电阻。对于频率超过100mhz的信号，应采用经典的史密斯图匹配技术来处理复杂的阻抗关系。在200Ω系统中差分测量的详细S参数数据见表II和表III。
对于输入匹配网络，源电阻小于AD8350的输入电阻。AD8350的引脚1至8的输入电阻为200Ω。如果使用100 nF电容器且最低信号频率大于1MHz，则交流耦合电容器CAC的电抗应可忽略不计。如果匹配网络电感器的串联电抗定义为XS=2πf LS，匹配电容器的并联电抗定义为XP=（2πf CP）–1，则：
对于具有50Ω源电阻的70 MHz应用，假设输入阻抗为200Ω，或RLOAD=RIN=200Ω，则XP=115.5分Ω和XS=86.6条Ω，这会产生以下分量值：
对于输出匹配网络，如果AD8350的输出源电阻大于终端负载电阻，则应采用如图3的输出所示的降压网络。对于降压匹配网络，串联和并联电抗计算如下：
对于10 MHz应用，200Ω输出源电阻为AD8350，RS=200Ω，50Ω负载端接，RLOAD=50Ω，然后XP=115.5分Ω和XS=86.6条Ω，这会产生以下分量值：
使用图5和图6中的曲线图可以得到相同的结果。图5显示了升压匹配网络的标准化并联电抗与标准化源电阻，RS<RLOAD。通过检查，可以找到给定RS/RLOAD值的适当电抗。然后使用XS=RS RLOAD/XP计算串联电抗。同样的技术也可以用于使用图6设计降压匹配网络。
同样的结果也可以通过史密斯图找到，如图7所示。在本例中，使用并联电容器和串联电感将200Ω电源与50Ω负载匹配。对于10兆赫的频率，先前使用谐振方法发现的相同电容和电感值将转换200Ω电源，以匹配50Ω负载。在频率超过100 MHz时，表II和III中的S参数应为用来解释复杂的阻抗关系。
在确定单端等效电路的匹配网络后，需要以差分的方式应用匹配元件。串联电抗需要分开，以便最终网络平衡。在前面的例子中，这只不过是将串联电感分成两个相等的两半，如图3所示。
增益调整
使用多种技术可以降低AD8350的有效增益。显然，匹配的衰减器网络将降低有效增益，但这需要添加一个单独的组件，这可能会在尺寸和成本上令人望而却步。衰减器还将增加有效噪声系数，导致信噪比下降。简单的分压器可以使用前级的驱动阻抗和AD8350输入端的并联电阻的组合来实现，如图8所示。这提供了一个紧凑的解决方案，但由于分流电阻器的热噪声贡献，在AD8350的输入端噪声谱密度增加。输入阻抗可以通过使用反馈电阻来动态改变，如图9所示。这将通过从驱动源阻抗建立的分压器和AD8350的降低的输入阻抗来导致输入信号的类似衰减。然而，这项技术并没有显著降低信噪比，因为真正的电阻衰减器网络会产生不必要的热噪声增加。
图8显示了分流分配器概念的典型实现。由于并联电阻器和AD8350的输入阻抗的并联组合而导致的输入阻抗的降低，使得输入信号的衰减有效地降低了增益。对于小于100 MHz的频率，AD8350的输入阻抗可以建模为实际的200Ω电阻（差分）。假设频率足够低，可以忽略输入端的并联电抗，并且足够高，使得中等尺寸的交流耦合电容器的电抗可以被认为是可以忽略的，则由并联分配器引起的插入损耗IL可以表示为：
其中
表一总结了多个并联电阻值的插入损耗和由此产生的功率增益。在使用公式1时，需要仔细注意源电阻和输入阻抗。在假设AD8350和交流耦合电容器的输入阻抗的电抗的贡献可以忽略不计之前，需要考虑它们的电抗。图10显示了AD8350-15和AD8350-20的RSHUNT的多个值的有效功率增益。
增益可以通过使用外部反馈电阻进行动态调整，如图9所示。有效衰减是输入阻抗降低的结果，与分流电阻法一样，但在设备输入端没有额外的噪声贡献。为了减小共模偏移误差，必须使用匹配良好的电阻。质量1%公差电阻应与对称板布局一起使用，以帮助确保平衡性能。外部反馈电阻的多个值的有效增益如图11所示。
任何两端口网络的功率增益都取决于电源和负载阻抗。当差动源和负载阻抗不为200Ω时，有效增益会发生变化。AD8350的单端输入和输出电阻可使用以下方程式建模：
和
其中rf=RFEXT//RFINT；
RFEXT=R外部反馈；
RFINT=AD8350-15的662Ω；
=1100Ω（对于AD8350-20）；
RINT=25000Ωgm=0.066个AD8350-15的MHO；
= 0.110分AD8350-20的MHO；
RS=R源（单端）；
RL=R荷载（单端）；
RIN=R输入（单端）；
ROUT=R输出（单端）；
所得单端增益可使用以下公式计算：
驱动较轻的负载
无需使用200Ω差动负载加载AD8350的输出。通常需要尝试在源和负载之间实现复杂的共轭匹配，以最小化反射并节省功率。但是，如果AD8350正在驱动电压响应设备，例如ADC，则不再需要最大化功率传输。当驱动负载大于200Ω时，谐波失真性能实际上会得到改善。较轻的负载要求在AD8350的输出级上具有较小的电流驱动能力，从而提高了线性度。图12显示了为增加差动负载电阻而改善的二次和三次谐波失真。
外形尺寸
