TPS6101x点击型号即可查看芯片规格书
特点
集成同步整流器
功率转换效率（>95%）
在电源电压低至0.9 V、工作电压低至0.8 V的情况下启动至满负荷
来自0.9 V电源的200毫安输出电流
在低输出电流下提高效率的省电模式
自动放电允许在停机期间放电输出电容器
设备静态电流小于50μA
在变频器关闭期间，通过将负载与电池隔离，易于使用
集成抗干扰开关
集成低电池比较器
微型10针MSOP或3 mm x 3 mm QFN封装
提供EVM（TPS6101xEVM-157）
应用程序
所有单电池或双电池供电产品
–互联网音频播放器
–传呼机
–便携式医疗诊断设备
–遥控器
–无线耳机
说明
TPS6101x设备是升压转换器，用于通常由单电池或双电池镍镉（NiCd）、镍氢（NiMH）或碱性电池操作的系统。
转换器的输出电压可以通过外部电阻分压器从1.5伏调整到最大3.3伏，或者在芯片内部固定。这些装置提供200毫安的输出电流，电源电压仅为0.9伏。转换器在电源电压仅为0.9伏的情况下启动为满负载，并在电源电压降至0.8伏的情况下保持运行。
该变换器基于一个固定频率、电流模式、脉冲宽度调制（PWM）控制器，在轻载时自动进入节电模式。采用内置同步整流器，无需外加肖特基二极管，提高了系统效率。通过开关的电流限制在最大值1300毫安。可以禁用转换器，以尽量减少电池消耗。在关机期间，负载与电池完全隔离。
自动放电功能允许在关机模式下放电输出电容器。这在微控制器或存储器供电时尤其有用，因为输出电容器上的剩余电压可能导致应用程序故障。编程ADEN引脚时，可禁用自动放电功能。在变换器进入非连续导通模式时，采用低EMI模式降低干扰和辐射电磁能量。该设备是封装在微型小空间节省10针MSOP封装。TPS61010还提供3毫米x 3毫米10针QFN封装。
参数测量信息
用于典型特性测量的电路
详细说明
概述
该转换器是基于固定频率，电流模式，脉冲宽度调制（PWM）升压转换器与同步整流器内置。该装置以脉冲为基础限制通过电源开关的电流。TPS6101x在轻载时进入省电模式。在此模式下，TPS6101x仅在输出电压跳至低于设定阈值电压时切换。它用一个或多个脉冲增加输出电压，一旦输出电压超过设定的阈值电压，它就会再次进入省电模式。当设备关闭时，负载与电池完全隔离。自动放电功能允许在关机期间放电输出电容器。如果该引脚连接到VBAT，则自动放电功能启用；如果ADEN连接到GND，则自动放电功能禁用。
功能框图
固定输出电压版本TPS61011至TPS61016
功能框图（续）
可调输出电压版本TPS61010
9.3特征描述
9.3.1控制器电路
该装置基于电流模式控制拓扑结构，使用恒定频率脉冲宽度调制器来调节输出电压。控制器以脉冲为基础限制通过电源开关的电流。该装置集成了电流传感电路，不需要额外的元件。由于这里使用的boost变换器拓扑的性质，峰值开关电流与峰值电感电流相同，在正常工作条件下，这将受到集成限流电路的限制。
控制回路必须通过连接到COMP引脚的R-C-C网络进行外部补偿。
9.3.2同步整流器
该器件集成了N沟道和P沟道MOSFET晶体管，实现了同步整流。不需要额外的肖特基二极管。由于采用集成低rDS（on）PMOS开关进行整流，功率转换效率达到95%。
在变频器停机期间，使用一个特殊的电路将负载从输入端断开。在传统的同步整流电路中，高边PMOS的后门二极管在关断时正向偏置，允许电流从电池流向输出。然而，该装置使用一个特殊电路来断开高侧PMOS的后门二极管，因此，当调节器未启用（EN=低）时，从电源断开输出电路。
此功能对系统设计工程师的好处是，在关闭转换器期间电池不会耗尽。因此，系统设计师无需额外努力来确保电池与转换器输出断开。因此，在不增加额外成本和董事会空间的情况下，将提高设计性能。
特征描述（续）
节电模式
TPS61010设计用于在宽输出电流范围内高效工作。即使在轻负载情况下，由于有效地降低了开关频率，转换器的开关损耗也降到最低，因此效率仍然很高。如果满足某些条件，控制器将进入省电模式。在这种模式下，控制器只在输出电压低于设定的阈值电压时才打开晶体管。它用一个或多个脉冲增加输出电压，一旦输出电压超过设定的阈值电压，它就会再次进入省电模式。
设备启用
当EN设置为GND时，设备关闭。在此模式下，调节器停止切换，包括低电池比较器在内的所有内部控制电路关闭，负载与输入断开（如上文同步整流器部分所述）。这也意味着在停机期间，输出电压可能低于输入电压。
当EN设置为高时，设备投入运行。在转换器的启动过程中，占空比受到限制，以避免从蓄电池中吸取高峰值电流。限值由电流限制电路内部设置，并与COMP引脚上的电压成比例。
欠压锁定（UVLO）
如果VBAT上的电源电压低于约0.7 V，则UVLO功能可防止设备启动。此UVLO功能的实现是为了防止转换器出现故障。在运行中，当电池放电时，如果VBAT上的电压降至约0.7 V以下，设备将自动进入关机模式。
自动放电
自动放电功能对于在关机期间必须移除μC、μP或存储器的电源电压以确保系统的定义状态的应用非常有用。
自动放电功能在ADEN设置为高时启用，在ADEN设置为GND时禁用。当自动放电功能启用时，通过将EN设置为GND，装置关闭后输出电容器将被放电。连接到输出端的电容器由300Ω集成开关放电，因此放电时间取决于总输出电容。自放电后VOUT上的剩余电压小于0.4v。
低电池检测电路（LBI和LBO）
低电池检测电路通常用于监测电池电压，并在电池电压降至用户设置的阈值电压以下时生成错误标志。此功能仅在设备启用时才激活。当设备被禁用时，LBO引脚是高阻抗的。当LBI引脚上的电压降低到500 mV±15 mV（等于内部参考电压）的设定阈值电压以下时，LBO引脚变为低激活状态。检测电路切换时的电池电压，可通过连接到LBI引脚的电阻分压器进行编程。电阻分压器将电池电压降低至500 mV的电压水平，然后将其与LBI阈值电压进行比较。LBI引脚具有10 mV的内置滞后。有关LBI阈值编程的更多详细信息，请参阅应用程序部分。
如果不使用低电量检测电路，则LBI引脚应连接到GND（或VBAT），而LBO引脚可以保持未连接状态。不要让LBI销浮动。
防侵权开关
该装置集成了一个电路，当转换器进入不连续电流模式时，消除通常出现在SW节点上的振铃。在这种情况下，通过电感的电流变为零，集成PMOS开关关闭，以防止从输出电容器返回电池的反向电流。由于剩余的能量储存在半导体和电感器的寄生元件中，因此会在开关管脚上产生振铃。集成的防振开关将该电压内部夹在VBAT上，从而抑制这种响声。
特征描述（续）
可调输出电压
对输出电压固定的器件进行微调，使其输出电压精度达到±3%。
可调版本的精度取决于内部电压基准的精度、控制器拓扑和外部电阻的精度。参考电压在线路、负载和温度上的精度为±4%。控制器根据负载电流在固定频率和脉冲跳过模式之间切换。这将向输出电压添加相当于VO 1%的偏移量。反馈分压器中电阻的公差决定了整个系统的精度。
应用与实施
注意
以下应用程序部分中的信息不属于TI组件规范的一部分，TI不保证其准确性或完整性。TI的客户负责确定部件是否适合其用途。客户应验证和测试其设计实现，以确认系统功能。
申请信息
该装置设计为在0.9V和3.3V之间的输入电压供电范围内工作，最大开关电流限制高达1300mA。该装置在中到重负载条件下以PWM模式工作，在轻负载条件下以节电模式工作。在脉宽调制模式下，TPS6101x转换器以500kHz的标称开关频率工作。随着负载电流的减小，变换器进入节电模式，降低开关频率，减小IC静态电流，在整个负载电流范围内实现高效率。
典型应用
1 1.8-mm最大高度电源，采用低剖面组件，单电池输入
详细设计程序
TPS6101x升压转换器系列适用于由典型端子电压在0.9 V至1.6 V之间的单电池镍镉或镍氢电池供电的系统。也可用于由典型堆叠电压在1.8 V至3.2 V之间的双电池镍镉或镍氢电池供电的系统。此外，单电池或双电池，在使用TPS6101x的系统中，一次和二次碱性电池可以作为电源。
对TPS61010可调输出电压装置进行编程
TPS61010的输出电压可以通过外部电阻分压器进行调节。FB引脚上电压的典型值在固定频率运行时为500 mV，在省电运行模式下为485 mV。输出电压的最大允许值为3.3 V。通过电阻分压器的电流应比进入FB引脚的电流大100倍左右。FB引脚的典型电流为0.01微安，R4上的电压通常为500毫伏。基于这两个值，R4的建议值在500 kΩ的范围内，以便将分压器电流设置为1μA。由此，根据所需的输出电压（VO），可以使用公式1计算电阻器R3的值。æVæVæO型O型
例如，如果需要2.5 V的输出电压，则R3应选择2 MΩ电阻器
可调输出电压选择的典型应用电路
输出电压可调版本的输出电压随输出电流的变化而变化。由于高开关电流引起的设备内部接地偏移，FB引脚上的内部参考电压和电压随输出电流的增大而增大。由于输出电压跟随FB管脚上的电压，因此输出电压也以每1-mA输出电流增加1 mV的速率上升。此外，当转换器在5毫安及以下的输出电流下进入脉冲跳过模式时，由于控制器的滞后，输出电压下降。这个滞后大约是15毫伏，在FB引脚上测量。
低电池比较器阈值电压编程
通过电阻分压器的电流应该比进入LBI引脚的电流大100倍左右。进入LBI引脚的典型电流为0.01微安，穿过R2的电压等于芯片上产生的参考电压，其值为500 mV±15 mV。因此，R2的建议值在500 kΩ的范围内。由此，电阻R1的值，取决于所需的最小电池电压VBAT，可使用公式2计算。
例如，如果低电池检测电路应在电池电压为1V时在LBO输出引脚上标记错误条件，则应为R1选择500 kΩ范围内的电阻器。低电池比较器的输出是一个简单的开漏输出，当电池电压低于LBI上的编程阈值电压时，该输出将变为低激活状态。输出需要一个推荐值为1 MΩ的上拉电阻器，并且只能上拉到VO。如果不使用，LBO引脚可以保持浮动或绑定到GND。
感应器选择
升压变换器通常需要两个主要的无源元件来储存能量。需要一个升压电感和一个存储电容在输出端。要选择升压电感，建议在所选配置中，使可能的电感峰值电流低于电源开关的电流限制阈值。例如，在3.3v的输出电压下，TPS61010开关的电流极限阈值为1100ma。通过电感器和开关的最高峰值电流取决于输出负载、输入（VBAT）和输出电压（VO）。最大平均电感电流的估计可以用公式3来完成。
例如，对于3.3v时的100ma输出电流，至少515ma的电流以0.8v的最小输入电压流过电感器。
选择电感器的第二个参数是电感器中所需的电流纹波。通常情况下，建议工作纹波小于平均电感电流的20%。较小的纹波降低了电感的磁滞损耗，以及输出电压纹波和电磁干扰。但同样地，负荷变化时的调节时间也会增加。此外，较大的电感会增加系统总成本。
利用这些参数，可以利用方程4计算电感的值。
参数7为开关频率，ΔIL为电感纹波电流，即20%×IL。
在该示例中，所需的电感器具有12μH的值。利用该计算值和所计算的电流，可以选择合适的电感器。必须注意的是，电路中的负载瞬变和损耗可能导致方程3中估计的更高电流。此外，磁滞损耗和铜损耗引起的电感损耗也是影响电路总效率的主要参数。
电容器选择
定义输出电容器所需的主要参数是转换器的最大允许输出电压纹波。这种纹波是由电容器的两个参数，电容和ESR决定的。假设ESR为零，利用方程5可以计算出定义纹波所需的最小电容。
参数f是开关频率，ΔV是最大允许纹波。
选择15 mV的纹波电压时，需要10μF的最小电容。由于输出电容的ESR，总纹波较大。波纹的这个附加分量可以用方程式6计算。
使用低ESR为300 mΩ的钽电容器可产生30 mV的额外纹波。总纹波是电容引起的纹波和电容ESR引起的纹波之和。在本例中，总波纹为45 mV。通过扩大电容器或并联使用较小的电容器来降低ESR，或使用具有较低ESR的更好的电容器（如陶瓷）来改进设计是可能的。例如，在评估模块（EVM）上使用ESR为50 mΩ的10μF陶瓷电容器。必须在变换器电路的性能和成本之间进行权衡。
建议使用10μF输入电容器来改善调节器的瞬态特性。建议使用陶瓷电容器或钽电容器，并将100 nF陶瓷电容器平行放置在靠近IC的位置。
控制回路补偿
为了稳定变换器的控制回路，必须将R/C/C网络连接到COMP引脚。电感器L1产生的极和输出电容器的ESR和电容引起的零点都必须补偿。图所示的网络满足这些要求。
控制回路补偿
电阻RC和电容CC2取决于选择的电感。对于10μH电感器，CC2的电容应选择为10nf，或者换句话说，如果电感器为XXμH，则所选择的补偿电容应为XX nF，相同的数值。然后根据R/C网络RC和CC2的时间常数为1 ms的要求选择补偿电阻的值，因此对于33 nF电容器，应为RC选择33 kΩ电阻。
电容器CC1取决于输出电容器的ESR和电容值，以及为RC选择的值。它的值是用方程式7计算的。
带两个电池输入的250毫安电源
TPS6101x 2芯AA电池输入和大于250毫安输出电流的应用示意图。
250毫安电源，带两个电池输入
用于DSP的双输出电压电源
TPS6101x应用原理图，带3.3Vout I/O电源和1.5Vout后置LDO DSP核心电源
U2 TPS76915 C1 10 F X5R陶瓷，TDK C3216X5R0J106 C4 22 F X5R陶瓷，TDK C3225X5R0J226 L1 10 H SUMIDA CDRH6D38μμμ
用于DSPs的双输出电压电源
带辅助正输出电压的电源
TPS6101x带电荷泵的3.3Vout和6Vout应用示意图。
DS1 BAT54S C1 10 F X5R陶瓷，TDK C3216X5R0J106 C4 22 F X5R陶瓷，TDK C3225X5R0J226，C6 1 F X5R陶瓷，C7 0.1 F X5R陶瓷，L1 10 H SUMIDA CDRH6D38–100
带辅助正输出电压的电源
辅助负输出电压电源
TPS6101x充电泵3.3Vout和-2.7Vout的应用示意图。
TPS6101x EVM电路图
电源建议
该装置设计为在0.9 V至3.3 V的输入电压范围内工作。该输入电压必须调节良好。如果输入电源距离转换器超过几英寸，除了陶瓷旁路电容器外，可能还需要额外的大容量电容。典型的选择是使用值为47μF的电解电容器或钽电容器。
布局指南
对于所有的开关电源，版图设计是设计中的一个重要步骤，特别是在高峰值电流和高开关频率下。如果布局不仔细，调节器可能会出现稳定性问题和电磁干扰问题。
因此，如图32中粗体所示，对主电流路径使用宽和短的记录道。输入电容、输出电容和电感应尽可能靠近集成电路。如图32所示，使用公共接地节点将地面噪声的影响降至最低。补偿电路和反馈分频器应尽可能靠近集成电路。为了布置控制接地，建议也使用短轨迹，与电源接地轨迹分开。如图32布局图所示，将两个接地端连接到IC的接地引脚附近。这样可以避免由于电源接地电流和控制接地电流重叠而产生的接地偏移问题。
布局示例
布局图
布局示例（续）
TPS6101x EVM组件放置（实际尺寸：55.9 mm x 40.6 mm）
布局示例（续）
TPS6101x EVM底层布局（实际尺寸：55.9 mm x 40.6 mm）
热因素
在低剖面和细间距表面贴装封装中实现集成电路通常需要特别注意功耗。许多与系统相关的问题，如热耦合、气流、增加的散热片和对流表面，以及其他发热组件的存在，都会影响给定组件的功耗限制。
提高热性能的三种基本方法是：
提高PWB设计的功耗能力
改善组件与PWB的热耦合
在系统中引入气流
TPS6101x器件的最高结温（TJ）为125°C。10针MSOP封装（DGS）的热阻为Rθ=161.8°C/W。规定的调节器工作可确保最高环境温度（TA）为85°C。因此，最大功耗约为247 mW。如果应用程序的最高环境温度较低，则可以耗散更多的功率。青年成就组织
设备和文档支持
设备支架
第三方产品免责声明
TI发布的有关第三方产品或服务的信息不构成对此类产品或服务适用性的背书，也不构成对此类产品或服务的保证、陈述或背书，无论是单独的还是与任何TI产品或服务结合的。
