ISL6526通过实现DC-DC的完整控制和保护方案降压转换器。设计用于驱动N通道同步buck拓扑中的mosfet，ISL6526集成控制、输出调整、监控和保护功能集成到单个包中。ISL6526提供简单、单反馈回路、电压模式控制和快速瞬态响应。输出电压可精确调节至0.8V，使用温度和管线的最大公差为±1.5%电压变化。固定频率振荡器设计复杂性，同时平衡典型的应用程序成本以及效率。误差放大器具有15MHz的增益带宽产品和6V/微秒转换速率，可实现高转换器用于快速瞬态性能的带宽。结果脉宽调制占空比范围从0%到100%。过电流保护由监控上部MOSFET的rDS（ON）以抑制PWM操作得当。这种方法简化了通过消除需要电流感应电阻器。
特征
从3.3V到5V输入
0.8V至车辆识别号输出范围-0.8V内部参考电压-？1.5%过载、线电压和温度
驱动N通道mosfet
简单的单回路控制设计-电压型PWM控制
快速瞬态响应-高带宽误差放大器-全0%至100%工作循环
无损、可编程过电流保护-使用上MOSFET的rDS（开）
转换器可以源和汇电流
转换器尺寸小-内固定频率振荡器-ISL6526:300千赫-ISL6526A:600千赫
内部软启动
14引线SOIC或16引线，5x5 QFN
QFN套餐：-符合JEDEC PUB95 MO-220 QFN-四层公寓无线索-包大纲-接近芯片规模的封装，提高了印刷电路板效率，外形更薄
无铅可用
应用
微处理器电源-个人电脑-嵌入式控制器
子系统电源-PCI/AGP/GTL+总线-ACPI功率控制-DDR SDRAM总线终端电源
有线调制解调器、机顶盒和DSL调制解调器
数字信号处理器和核心通信处理器供应
存储设备
个人电脑外设
工业电源
3.3V输入DC-DC调节器
低压分布式电源
绝对最大额定值热信息
电源电压，VCC。+7伏
绝对启动电压，VBOOT。+15.0伏
上部驱动器电源电压，VBOOT-V相。+6.0伏
输入、输出或I/O电压。接地-0.3V至VCC+0.3V
静电放电分类。2级
操作条件
电源电压，VCC。+3.3伏±10%
环境温度范围。-40°C至85°C
结温范围。-40°C至125°C
热阻θJA（℃/W）θJC（℃/W）
SOIC封装（注3）。67不适用
QFN包（注4）。35 5个
最高结温。150摄氏度
最高储存温度范围。-65°C至150°C
最高铅温（焊接10s）。300摄氏度
（SOIC-仅限铅头）
有关推荐的焊接条件，请参阅技术简介TB389。
注意：超过“绝对最大额定值”中列出的应力可能会对设备造成永久性损坏。这是一个压力等级和操作在本规范操作章节中所述的上述条件或任何其他条件下的装置并不隐含。
笔记：
3.θJA是用安装在自由空气中的高效热导率测试板上的元件测量的。详见技术简报TB379。
4.θJA是在自由空气中测量的，该部件安装在具有“直接连接”特性的高效热导率测试板上。θJC“外壳温度”是在包装底部外露金属垫的中心测量的。见技术简报TB379。
电气规范推荐的操作条件，除非另有说明，否则VCC=3.3V±5%和TA=25°C
电气规范推荐操作条件，除非另有说明，否则VCC=3.3V±5%和TA=25°C（续）
该引脚为ISL6526提供偏置电源。连接将3.3V电源完全分离到该引脚。压缩机和FBCOMP和FB是错误的可用外部引脚放大器。FB引脚是内部误差放大器和COMP pin是误差放大器输出。这些引脚用于补偿转换器的电压控制反馈回路。
地面
此引脚表示IC的信号和电源接地。把这个别针穿过最低的阻抗连接可用。
相位
把这个引脚连接到上面的MOSFET源。这个别针是用于监测上MOSFET的电压降用于过电流保护。
把这个引脚连接到上MOSFET的栅极上。这个别针为上部提供脉宽调制控制的栅极驱动MOSFET。该引脚也由自适应射击通过保护电路监控，以确定何时MOSFET已关闭。
该引脚为上MOSFET驱动器。引导电路用于创建适合驱动逻辑级N沟道MOSFET的电压。
把这个引脚连接到下MOSFET的栅极上。这个别针为下部提供脉宽调制控制的栅极驱动MOSFET。该引脚也由自适应射击通过保护电路监控，以确定何时降低MOSFET已关闭。
接触网
将电阻器（ROCSET）从该引脚连接到上MOSFET（VIN）。ROCSET，内部20微安电流源极（IOCSET）和上MOSFET导通电阻（rDS（ON））设置变频器过电流（OC）跳闸点根据以下方程式：
过电流跳闸循环软启动功能。
启用
此引脚是开路集电极启用引脚。把这个别针拉到低于0.8V将禁用控制器。禁用ISL6526导致振荡器停止，LGATE和UGATE输出保持在低位，软启动电路重新启动。CT1和CT2这些插脚是外部充电的接头泵电容器。最小0.1μF陶瓷电容器为建议用于IC的正确操作。
该引脚表示电荷泵的输出。这个这个引脚的电压是集成电路的偏置电压。连接将电容器从该引脚分离到接地。价值去耦电容器应至少为电荷泵电容器。这个别针可以系在引导电路作为创建引导的源电压。
此引脚表示充油泵。把这个别针系在地面上可用的最低阻抗连接。
功能描述
初始化
ISL6526在收到电源后自动初始化。无需对输入电源进行特殊排序。上电复位（POR）功能持续监控电荷泵的输出电压。在POR期间电荷泵在一个自由运转的振荡器上工作。一旦达到POR电平，电荷泵振荡器同步到脉冲宽度调制振荡器。POR函数还启动充电泵输出电压后的软启动操作超过其POR阈值。
软起动
POR函数启动数字软启动序列。脉冲宽度调制误差放大器参考被钳制到一个水平与软起动电压成比例。作为软启动电压旋转，脉冲宽度调制比较器产生相位脉冲增加对输出电容器充电的宽度。这个该方法提供快速且可控的输出电压上升。软启动顺序通常需要6.5毫秒。图1显示了典型应用程序的软启动序列。在t0，+3.3V VCC电压开始上升。在时间t1时电荷泵开始工作，+5V CPVOUT IC偏置电压开始升高。一旦CPVOUT上的电压在时间t2超过POR阈值时，输出开始于软启动顺序。PWM的三角波将振荡器与上升误差放大器输出进行比较电压。随着误差放大器电压的增加，磨损销上的脉冲宽度增大，达到稳态时间t3的占空比。
穿透保护
当两个上部同时打开MOSFET和下MOSFET，有效地使输入电压对地短路。保护从射穿状态的调节器，ISL6526包含专门的电路，确保互补mosfet不同时开启。由ISL6526查看下浇口驱动销LGATE和上浇口驱动销，磨损，以确定MOSFET是开还是关。如果来自UGATE或LGATE到GND小于0.8V，则MOSFET被定义为关断和互补MOSFET已打开。这种射穿的方法保护允许调节器吸收或源电流。因为低场效应管栅极和高场效应管栅极的电压正在测量MOSFET栅以确定MOSFET，鼓励设计师考虑引入外部组件的影响栅驱动器及其各自的MOSFET栅实际执行这些措施。这样做可能干扰穿透保护。输出电压选择输出电压可以编程为车辆识别号和内部参考电压，0.8V。外部电阻分频器用于调整输出电压相对于参考电压并反馈给误差放大器，见图2。但是，由于R1影响其余补偿的值组件，建议将其值保持在5kΩ以下。R4可根据以下公式计算：
如果所需的输出电压为0.8V，只需布线输出通过R1返回到FB管脚，但不要填充R4。
过电流保护
过电流功能可防止转换器短路使用上MOSFET导通电阻rDS（on）输出监测电流。这种方法提高了转换器的通过消除电流感应来提高效率并降低成本电阻器。过电流功能循环软启动功能提供故障保护的打嗝模式。电阻器（ROCSET）设置过电流跳闸水平（见典型应用第2页和第3页的图表）。内部20微安（典型）电流sink在ROCSET上产生一个参考电压文。当上MOSFET上的电压参考车辆识别号）超过ROCSET上的电压过电流功能启动软启动序列。图3说明了响应于过电流事件。在时刻t0，过电流条件是通过上MOSFET感应到。因此，监管者快速关闭，内部软启动功能开始产生软启动斜坡。由输出相当于三个软启动循环。第四次内部软启动循环启动正常软启动斜坡输出，时间t1。输出被带回到通过时间t2调节，只要过电流事件变明朗。如果过电流的原因在延迟间隔，将检测到过电流情况监管者将再次被关闭三个软启动周期的延迟间隔。结果打嗝保护方式将继续重复无限期
过电流功能将在电感电流峰值时跳闸（IPEAK）由：
其中IOCSET是内部OCSET电流源（20微安典型）。OC触发点的变化主要是由于MOSFET变奏曲。以避免正常工作负载范围，从上面的等式是：
1.最高路口最大rDS（开）温度。
2.规格表中的最小IOCSET。
3.确定的IPEAK，
式中，∏I是输出电感纹波电流。有关纹波电流的方程式，请参见名为“输出电感选择”的元件指南。小型陶瓷电容器应与ROCSET使ROCSET上的电压平滑输入电压上存在开关噪声。电流下沉ISL6526集成了一个MOSFET穿透一种允许转换器吸收电流的保护方法以及源电流。当设计一个ISL6526转换器转换器可能会吸收电流。当转换器下沉电流时，它表现为调节输入电压的升压变换器。这个意味着转换器正在向输入端注入电流调节器导轨。如果这股水流无处可去，例如在轨道上或通过限压保护装置，该轨道上的电容会吸收电流。这种情况将允许电压增加输入轨的高度。如果钢轨的电压水平被提升到超过最大电压的水平连接到输入轨的任何组件的额定值，然后这些部件可能会出现不可逆故障或经历可能缩短寿命的压力。确保除了轨道上的电容将防止这种故障模式。
应用指南
布局注意事项
布局在高频开关中非常重要转换器设计。电源设备在300kHz或600kHz，由此产生的电流从设备到另一个导致电压尖峰通过互连阻抗和寄生电路元件。这些电压尖峰会降低效率，辐射噪声进入电路，并导致器件过电压应力。精心的元件布局和印制电路板设计最小化转换器中的电压峰值。例如，考虑PWM的关断转换MOSFET。在关闭之前，MOSFET承载着全部的负载当前。在关断期间，电流停止在MOSFET中流动被较低的MOSFET接收。任何开关电流通路中的电感产生开关间隔期间的电压尖峰。小心部件关键部件的选择、紧凑布局和短、宽记录道使电压尖峰的大小最小化。DC-DC中有两组关键组件使用ISL6526的转换器。开关元件是最关键的是因为他们会因此会产生大量的噪音。接下来是连接敏感节点或提供临界旁路电流信号耦合。建议使用多层印刷电路板。图4显示中关键组件的连接转换器。注意电容器CIN和COUT表示许多物理电容器。奉献一个固体层，通常是PC板的中间层，用于接地对所有关键部件进行接地连接这一层有通孔。将另一个实体层作为动力飞机把这架飞机分成共同电压水平。保持金属从输出电感的相位端子短路。权力飞机应支持输入功率和输出功率节点。在顶部和底部使用铜填充多边形相位节点的电路层。使用剩余的打印内容用于小信号布线的电路层。电线的痕迹来自到MOSFET栅极的栅极引脚应该保持短宽到可以轻松处理1A的驱动电流。
开关元件应靠近
先是ISL6526。最小化之间的连接长度输入电容器、CIN和电源开关他们就在附近。定位陶瓷和大容量输入电容器尽可能靠近上MOSFET漏极。将输出电感和输出电容器放置在上MOSFET和下MOSFET及负载。关键的小信号部件包括任何旁路电容器、反馈元件和补偿组件。将旁路电容器CBP放置在靠近VCC插脚，带有一个直接通向地平面的通孔。放置靠近FB的PWM变换器补偿部件和COMP pins。两个调节器的反馈电阻也应尽可能靠近相关的FB销，孔按要求直接系在地平面上。
反馈补偿
图5突出显示了同步整流降压变换器。输出电压（VOUT）调节到参考电压水平。这个误差放大器（误差放大器）输出（VE/A）与振荡器（OSC）三角波提供脉冲宽度调制（PWM）波，振幅为相位节点。输出平滑了PWM波过滤器（LO和CO）。调制器传输函数是小信号传输VOUT/VE/A的函数。该函数由DC控制增益和输出滤波器（LO和CO），带双极FLC处的断开频率和FESR处的零。直流增益调制器只是输入电压（VIN）除以峰间振荡器电压 ∆VOSC。
补偿网络由误差放大器组成（ISL6526内部）和阻抗网络ZN和ZFB。补偿网络的目标是具有最高0dB交叉的闭环传递函数频率（f0dB）和足够的相位裕度。相位裕度是f0dB和180度。下面的方程式与补偿有关网络的极点、零点和组件增益（R1、R2，图5中的R3、C1、C2和C3）。使用这些指南定位补偿网络的极点和零点：
1.所需转换器带宽的拾取增益（R2/R1）。
2.将第一个零点放在过滤器的双极（约75%FLC）下方。
3.在滤波器的双极处放置第二个零点。
4.将第一极放在ESR零点。
5.将第二极置于开关频率的一半。
6.根据误差放大器的开环增益检查增益。
7.估计相位裕度-必要时重复。
图6显示了DC-DC转换器的渐近图增益与频率。实际调制器增益具有高增益由于输出滤波器的高Q因数而产生的峰值如图6所示。使用上述指南应该给出补偿增益与绘制的曲线相似。公开环路误差放大器增益限制补偿增益。检查FP2的补偿增益误差放大器。闭环增益建立在通过将调制器增益（单位：dB）添加到补偿增益（单位：dB）。这相当于将调制器传输函数乘以补偿传递函数和绘制增益图。补偿增益采用外阻抗网络ZFB和ZN提供稳定、高带宽（BW）的总体循环。稳定的控制回路与-20dB/十年斜率，相位裕度大于45度。包括最坏情况下的组件变化确定相位裕度。
部件选择指南
电荷泵电容器的选择需要一个跨引脚CT1和CT2的电容器来创建操作时ISL6526的正确偏置电压3.3V的集成电路。选择合适的电容值是重要的是使偏置电流和所需的MOSFET门不会负担过重电容器。保守的方法在遵循方程式。
输出电容器选择
需要一个输出电容器来过滤输出和供电负载瞬态电流。过滤要求是开关频率和纹波电流的函数。负载瞬态要求是回转的函数速率（di/dt）和瞬态负载电流的大小。这些要求通常是由电容器和精心布置。现代数字集成电路能产生高瞬态负载转换价格。高频电容器最初提供瞬态降低大容量电容器的电流负载率。大容量滤波器电容值通常由有效串联电阻和额定电压要求而不是实际的电容要求。高频去耦电容器应放置在尽可能靠近负载的电源插脚。成为小心不要在电路板布线中增加电感可能会抵消这些低电感的作用组件。咨询负载的制造商具体解耦要求。仅使用专用低ESR电容器开关调节器在大容量电容器中的应用。这个大容量电容器的ESR将决定输出纹波电压以及高转换率瞬态后的初始电压降。一个铝电解电容器的ESR值与在更大的箱子尺寸中提供低ESR的箱子尺寸。然而，它们的等效串联电感（ESL）电容器随着外壳尺寸的增加而增加，并且可以减少电容器对高回转率瞬态负载的作用。很遗憾，ESL不是指定的参数。使用你的电容器供应商和测量电容器的用频率阻抗来选择合适的元件。在大多数情况下，小尺寸的多个电解电容器比一个大的电容器性能更好。
输出电感选择
选择输出电感以满足输出电压纹波要求和最小化转换器的响应负载瞬变时间。电感值决定转换器的纹波电流和纹波电压是一个函数纹波电流。纹波电压和电流由以下方程式近似：
增大电感值可减小纹波电流和电压。然而，较大的电感值会降低转换器对负载瞬态的响应时间。限制转换器响应的参数之一负载瞬变是改变电感器所需的时间当前。给定足够快的控制回路设计ISL6526将提供0%或100%的工作周期对负载瞬态的响应。响应时间就是需要从初始电流转换电感电流瞬态电流水平的值。在这段时间里电感电流与暂态电流之差电流水平必须由输出电容器提供。最小化响应时间可以最小化输出需要电容。瞬态响应时间与施加荷载和移除荷载。以下方程给出了施加和移除瞬态荷载：
式中：ITRAN为瞬时负载电流阶跃，tRISE为对加载应用的响应时间，tFALL是卸载响应时间。最坏的情况响应时间可以是在应用或删除装载。一定要在最坏情况下的最小和最大输出水平响应时间。
输入电容器选择
使用混合输入旁路电容器来控制电压对mosfet的超调。使用小陶瓷高频去耦电容器和大容量电容器以提供每次Q1开启时所需的电流。放置物理上靠近mosfet的小型陶瓷电容器在Q1的漏极和Q2的源极之间。大容量输入电容器的重要参数是电压额定值和均方根电流额定值。为了可靠操作，选择有电压和电流的大容量电容器额定值高于最大输入电压和最大RMS电路所需的电流。电容器额定电压应至少比最大值大1.25倍输入电压和1.5倍的额定电压是保守的准则。均方根额定电流要求因为降压调节器的输入电容大约是1/2直流负载电流。
调节器要求的最大均方根电流可以是通过以下方程式近似得出：
对于通孔设计，几个电解电容器可以被需要。对于表面贴装设计，固体钽可以使用电容器，但必须小心关于电容器浪涌电流额定值。这些电容器必须能够在通电时处理浪涌电流。一些电容器系列可从知名制造商处获得是否测试过浪涌电流。
MOSFET选择/注意事项
ISL6526需要两个N通道功率mosfet。这些应根据无线电数据系统（开启）和门电源选择要求和热管理要求。在大电流应用中，MOSFET的功耗，包装选择和散热器是主要设计因素。功耗包括两个损耗分量；传导损耗和开关损耗。传导损耗是上部和上部的最大功率损耗以及较低的mosfet。这些损失分布在两个mosfet根据占空比。转换当源电流不同于下沉电流时的开关损耗。采购时现在，上面的MOSFET实现了大部分的开关损失。较低的开关实现了大部分的开关损耗当转换器下沉电流时（见下一页的方程式第页）。这些方程假定线性电压电流转换，不能充分模拟由于上下MOSFET体的反向恢复二极管。栅极电荷损耗由ISL6526消散不要加热mosfet。然而，门电荷很大增加开关间隔，tSW增加MOSFET开关损耗。确保两个mosfet在高环境温度下的最高结温范围内根据包装热阻规格。单独的散热器可能需要取决于MOSFET功率、封装类型、环境温度和空气流量。
式中：D是占空比=VOUT/VIN，tSW是开关的组合时间，以及fs是开关频率。考虑到可用栅极偏置电压降低（5V），逻辑电平或子逻辑电平晶体管应同时用于N-MOSFETs。使用设备时应小心谨慎显示出非常低的VGS（ON）特性。通过在6526号岛上的保护射击如果它们有很大的寄生会抑制栅极的阻抗和/或电容使MOSFET在阈值以下放电在互补MOSFET开启之前的电平。
引导组件选择
外部自举元件，一个二极管和电容器，是需要为上部提供足够的浇口增强MOSFET。内部MOSFET栅极驱动器由外部引导电路如图7所示。这个启动电容器CBOOT产生浮动电源电压参考相位引脚。每次刷新此供应当DBOOT导通时，循环至CPVOUT以下的电压引导二极管下降，VD，加上QLOWER。
就在脉宽调制开关周期开始和充电之后从自举电容器转移到栅极电容完成后，自举电容器上的电压为开关周期的最低点。损失的费用自举电容器等于电荷转移到等效栅源电容上部MOSFET如图所示：
其中QGATE是上层的最大总门电荷MOSFET，CBOOT是自举电容，VBOOT1是开机前的自举电压，以及VBOOT2是开机后立即启动的电压。当栅极驱动器开始关闭上MOSFET。更新周期当上MOSFET再次打开时结束，这取决于开关频率和占空比。
最小自举电容可以通过重新排列以前的方程并求解CBOOT。
考虑的mosfet的典型栅电荷值这些类型的应用范围从20到100nC。自从QLOWER的电压降可以忽略不计，VBOOT1是简单的VCPVOUT-VD。建议使用肖特基二极管使自举电容器上的电压降最小化在上MOSFET的开启时间内。初步计算VBOOT2不低于4V将有助于快速缩小自举电容器范围。例如，假设一个上MOSFET被选择为最大门电荷，Qg，100nC。限制电压通过自举电容降到1V会产生一个值不小于0.1μF。陶瓷电容器的公差在选择最终引导时也应考虑电容值。当选择减小反向恢复影响的bootstrap二极管充电损耗。否则，追缴费用QRR将必须加到MOSFET的栅极电荷中在计算最小值时考虑自举电容。ISL6526 DC-DC转换器的应用电路图8显示了DC-DC转换器的应用电路。有关电路的详细信息，包括完整的材料清单和电路板说明，请参见申请说明AN9994。
