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ISL6420A简化了一种高性能的控制与保护方案DC/DC降压变换器。它设计用于驱动N通道同步整流buck拓扑中的mosfetISL6420A集成控制、输出调整、监控保护功能集成到一个包中。另外，该集成电路具有外部参考电压跟踪模式对于外部引用的buck转换器应用程序和DDR终端电源，以及电压裕度网络化DC/DC变换器系统测试模式应用。
ISL6420A提供简单的单反馈回路，具有快速瞬态响应的电压模式控制。这个转换器的输出电压可以精确地调节到低至0.6V，最大公差超过±1.0%温度和线电压变化。工作频率在100kHz到1.4兆赫。高频操作提供成本和空间储蓄。误差放大器具有15MHz的增益带宽产品和6V/微秒转换速率，可实现高转换器快速瞬态响应的带宽。脉宽调制占空比在瞬态条件下，范围从0%到100%。选择从ENSS引脚到接地的电容值设置为可调脉宽调制软启动。将ENSS销拉低禁用控制器。ISL6420A监测输出电压并产生软启动顺序为完成，输出在规定范围内。内置的过电压保护电路防止输出电压超过设定值的115%。保护通过监测上部MOSFET的rDS（ON）以抑制PWM操作恰如其分。这种方法简化了实现并通过消除对电流的需求来提高效率感应电阻器。
特征
从4.5V到28V输入
卓越的输出电压调节-0.6V内部参考电压-线和温度上的±1.0%参考精度
电阻选择开关频率-100kHz至1.4MHz
电压裕度和外部参考跟踪
模式
输出可以是汇电流或源电流
无损、可编程过电流保护-使用上MOSFET的rDS（开）
可编程软启动
驱动N通道mosfet
简单的单回路控制设计-电压型PWM控制
快速瞬态响应-高带宽误差放大器-全0%至100%工作循环
广泛的电路保护功能-PGOOD、过压、过流、停机
启动预偏压负载时的二极管仿真
应用
提供20 Ld QFN和QSOP套餐
QFN（4x4）包装-QFN符合JEDEC PUB95 MO-220 QFN-Quad
扁平无引线-产品轮廓-QFN近芯片级封装面积；改进PCB效率，外形更薄
提供无铅加退火（符合RoHS）
应用
微处理器/ASIC的电源-嵌入式控制器-数字信号处理器和核心处理器-DDR SDRAM总线终端
以太网路由器和交换机
大功率直流/直流调节器
分布式直流/直流电源架构
个人电脑外设
外部参考Buck转换器
绝对最大额定值（注1）热信息
偏置电压，VIN。+30伏
防尘套和磨损销。+36伏
静电放电分类
人体模型（JESD22-A114）。2000伏
充电设备型号（JESD22-C101）。1000伏
热阻（典型值）θJA（摄氏度/瓦）θJC（摄氏度/瓦）
QFN包（注2、3）。47 8.5条
QSOP包（注2）。90毫安
最高结温（塑料包装）。150摄氏度
最高储存温度范围。-65°C至150°C
环境温度范围。-40°C至85°C（表示“I”后缀）
结温范围。-40°C至125°C
注意：超过“绝对最大额定值”中列出的应力可能会对设备造成永久性损坏。这是一个压力等级和操作在本规范操作章节中所述的上述条件或任何其他条件下的装置并不隐含。
笔记：
1.所有电压都与接地有关。
2.θJA是在自由空气中测量的，该部件安装在具有“直接连接”特性的高效热导率测试板上。见技术简报TB379。
3.对于θJC，“外壳温度”位置是包装底部外露金属垫的中心。
电气规范工作条件，除非另有说明：车辆识别号=12V，PVCC与VCC5短路，TA=25°C
电气规范工作条件，除非另有说明：车辆识别号=12V，PVCC与VCC5短路，TA=25°C（续）
笔记：
4.5V输入的工作电源电流和关闭电流规格与车辆识别号电源电流规格相同，即5.6V至28V输入条件。还应使用配置为5V输入配置的部件进行测试，即，VIN=VCC5=PVCC=5V。
5.这是设备激活但未切换时消耗的VCC电流。不包括栅极驱动电流。
6.当输入电压为5.6V至28V时，VCC5引脚提供一个5V输出，该输出可从内部LDO输出50mA（最大值）。输入电压为5V，VCC5引脚将用作5V输入，内部LDO调节器被禁用，车辆识别号必须连接到VCC5。在这两种情况下，PVCC引脚应始终连接到VCC5引脚。（有关详细信息，请参阅“管脚说明”部分。）
7.由设计保证。未经生产测试。
管脚说明
车辆识别号-该引脚为控制器供电，必须断开使用陶瓷电容器尽可能接近地面车辆识别码。
SGND-该引脚为集成电路提供信号接地。领带该引脚通过最低阻抗与接地平面相连连接。
LGATE-该引脚为较低的MOSFET。相位-该引脚是输出滤波器的连接点电感、上MOSFET源和下MOSFET排水管。此引脚用于监视用于过电流保护的上MOSFET。这个别针也是提供上栅极驱动器的返回路径。磨蚀-该引脚提供脉宽调制控制的栅极驱动对于上面的MOSFET。启动-这个引脚的权力上MOSFET驱动器。连接该引脚连接到自举电容器和自举二极管的阴极。引导的阳极二极管连接到VCC5引脚。FB-该引脚连接到反馈电阻分压器并为控制器提供电压反馈信号。此引脚设置转换器的输出电压。COMP-此引脚是错误放大器输出引脚。它被用作PWM误差放大器的补偿点。PGOOD-此引脚提供电源良好状态。它是一个用于指示输出电压。这是振荡器频率选择管脚。
将此引脚直接连接到VCC5将选择振荡器自由运行频率300kHz。通过放置一个电阻该引脚接地，振荡器频率可编程从100kHz到1.4MHz。图8显示了振荡器频率与电阻的关系。CDEL-PGOOD信号可以延迟一段时间与2微安的CDEL电流成比例连接在该引脚和接地之间的电容器。0.1微F通常提供125ms的延迟。当处于电压时边缘模式CDEL电流通常为100微安提供输出电压转换率的延迟，2.5ms典型用于0.1μF电容器。
该引脚为集成电路提供电源接地。领带该引脚通过最低阻抗与接地平面相连连接。这个引脚是门驱动器的电源连接。将此引脚连接到VCC5引脚。VCC5–该引脚是内部5V LDO的输出。连接至少4.7μF陶瓷去耦电容器尽可能靠近集成电路。参见表1。ENSS-该引脚提供启用/禁用功能和软启动，用于脉宽调制输出。输出驱动器关闭当该引脚保持在1V以下时。OCSET-将电阻器（ROCSET）从该引脚连接到上部MOSFET的漏极。ROCSET，内部100微安电流源（IOC）和上MOSFET开启电阻rDS（开）设置变频器过电流（OC）跳闸根据以下公式点：
过电流跳闸使软启动功能循环，并打开时间为20毫秒，关闭时间为128毫秒。GPIO1/REFIN-这是一个双功能管脚。如果VMSET/MODE未连接到VCC5，则此引脚用作GPIO1。GPIO命令解释见表2。如果VMSET/MODE连接到VCC5，则此pin将用作REFIN。作为REFIN，这个pin是不可逆输入到误差放大器。连接所需的参考电压在0.6V到1.25V的范围内。将此引脚连接到VCC5以使用内部参考。重新输出-如果VMSET/MODE pin连接到VCC5，则这枚别针可作翻边用。它提供缓冲引用用于REFIN的输出。当用作折叠。如果不用于电流源，则连接1μF旁路电容器到该引脚。
VMSET/MODE-此pin是一个双功能pin。把这个别针系在VCC5禁用电压裕度。当不与VCC5相连时，此pin用作VMSET。从这个引脚连接一个电阻到接地以设置电压裕度的增量。中频电压保证金和外部参考跟踪模式不是需要的话，这个别针可以直接绑在地上。GPIO2-这是电压通用IO引脚保证金。参见表2。
笔记：
1.GPIO1/REFIN和GPIO2管脚不能保持浮动。
2.在VMSET/MODE的逻辑更改之前，确保GPIO1/REFIN被绑定到高位。
功能描述初始化
ISL6420A在收到权力。上电复位（POR）功能监视LDO输出（VCC5）和ENSS别针。POR函数启动软启动VCC5超过POR阈值后的操作。这个当芯片被禁用时，POR功能禁止操作（ENSS引脚<1V）。该装置可以在5.6V的输入电源电压下工作至28V，使用内部5V直接连接至车辆识别号引脚线性调节器偏压芯片并提供栅极驱动器。对于5V±10%的应用，将车辆识别号连接到VCC5以绕过线性调节器。
软启动/启用
ISL6420A软启动功能使用内部电流电源和外部电容器，以减少应力和启动时的浪涌电流。当内部线性调节器的输出达到POR阈值，POR函数启动软启动顺序。内部10微安电流源充电ENSS引脚上的外部电容器从0V到3.3V呈线性。当ENSS引脚电压达到1V时，通常内部0.6V参考电压在dv/dt之后开始充电ENSS电压。当软启动引脚从1V充电到1.6V，参考电压从0V充电到0.6V。图9显示了一个典型的软启动序列。
过电流保护
过电流功能保护转换器免受利用上MOSFET的导通电阻短路输出，rDS（开）以监视电流。这种方法增强了变频器的效率和降低成本电流感应电阻器。过电流功能循环软启动功能打嗝模式，打开时间为20毫秒，关闭时间为128ms提供故障保护。在检测到过电流条件下，IC等待四个软启动周期在再次打开输出驱动程序之前，此过程重复，直到过电流条件消除。一个连接到上部FET和OCSET引脚编程过电流跳闸电平。阶段节点电压将与OCSET引脚，当上部FET打开时。A电流（100微安通常）从OCSET pin中拉出，以建立接触网电压。如果相位低于OCSET上部FET开启，然后检测到那个时钟周期。上栅极脉冲立即终止，计数器递增。如果过电流连续8个时钟周期检测到状况，并且电路未处于软启动状态，ISL6420A进入软启动打嗝模式。打嗝时，外部电容器打开ENSS引脚放电。帽子卸完后释放并启动软启动循环。在软启动期间，脉冲终止电流限制已启用，但8周期打嗝计数器保持复位直到软启动完成。过电流功能将在电感电流峰值时跳闸（IOC）由方程式1确定，其中IOCSET是内部OCSET电流源。OC触发点的变化主要是由于上mosfet变奏曲。以避免正常工作负载范围，从上面的等式是：1.最高路口最大rDS（开）温度。2.决定，
式中，∏I是输出电感纹波电流。小型陶瓷电容器应与ROCSET使ROCSET上的电压平滑输入电压上存在开关噪声。
电压裕度
ISL6420A具有电压裕度模式，可以用于系统测试。电压裕度百分比电阻可选择高达±10%。电压裕度可通过连接边缘设置电阻器来启用模式从VMSET pin到地并使用控制pinGPIO1/2在正保证金和负保证金之间切换（见表2）。在启用电压裕度的情况下VMSET电阻对地将设置一个电流，即切换到FB引脚。电流等于2.468V除以与VMSET引脚。
当GPIO2高时，电源输出增加当GPIO1高时降低。金额电源输出电压随电压变化保证金，等于外部反馈电阻和连接到虚拟机。图10显示了正的和负的3.3V输出的保证金，使用20.5kΩ反馈电阻和使用各种VMSET电阻值。
电流的转换时间由外部电容器设定在CDEL引脚上，用100微安电流源。上的电压变化电容器是2.5V。这个电容器用来设置软启动后PGOOD激活延迟。当智商低的时候，内部PGOOD电路使用电容器，当PGOOD高，电压补偿电路使用电容器。电压裕度的转换时间可以在范围为300微秒至2毫秒。外部参考/DDR电源通过连接VMSET/MODE到VCC5。在这种模式下，芯片可以配置为使用外部引用输入和提供缓冲的引用输出。如果VMSET/MODE pin和GPIO1/REFIN pin都是绑定的对于VCC5，则使用内部0.6V参考电压作为误差放大器非反相输入。缓冲引用重新输出时的输出为0.6V±0.01V，能够采购20毫安，使用2.2微伏电容器，电流下降至50微安连接到重新剪切销。如果VMSET/MODE pin连接到high，但GPIO1/REFIN连接到high连接到0.6V到1.25V，然后用这个外部电压作为参考误差放大器正输入端的电压。这个重新输出时的缓冲参考输出为Vrefin±0.01V，能够产生20毫安的电流并能吸收高达50微安的电流将2.2μF电容器放在重新拔出的管脚上。动力良好PGOOD引脚可用于监视输出电压。当FB引脚在参考值的±10%范围内，ENSS引脚具有完成了软启动斜坡。此外，CDEL引脚上的电容器将为PGOOD信号。当ENSS引脚完成软启动斜坡后，2微安的电流开始向CDEL充电电容器达到2.5V。电容器将迅速放电在情绪高涨之前。可编程延迟可以是用于对多个转换器进行排序或作为低真值复位信号。
如果FB引脚上的电压超过参考电压的±10%，经过1微秒的噪声过滤后，PGOOD将变低。过温保护集成电路可防止温度过高。当结温超过150°C时关闭。路口恢复正常运行温度降到130摄氏度。
关闭
当ENSS引脚低于1V时，调节器被禁用所述的PWM输出驱动器三。禁用时，IC力量将会减少。
欠电压
如果FB引脚上的电压小于参考电压的15%电压连续8个脉冲宽度调制周期，然后电路进入进入软启动打嗝模式。此模式与过电流打嗝模式。过电压保护如果FB引脚上的电压超过参考电压15%，下栅极驱动器持续打开至放电输出电压。如果过电压条件连续32个脉冲宽度调制周期，芯片关了门，三个司机说。上的电压FB引脚将下降并达到15%的欠压门槛。8个时钟周期后，芯片将进入软启动打嗝模式。此模式与过电流相同打嗝模式。
门控制逻辑
栅极控制逻辑转换生成的PWM控制进入MOSFET栅极驱动信号提供必要的放大、水平移动和穿透保护。此外，它还具有帮助优化集成电路的功能在各种操作条件下的性能。因为MOSFET的开关时间可以从输入电压，门控制逻辑通过监测上下mosfet的栅源电压，提供自适应死区时间。这个在栅极到源极之间，较低的MOSFET才开启上MOSFET的电压已经降低到小于大约1V。类似地，上部的MOSFET没有转动直到较低的MOSFET的栅源电压降低到大约1V以下。这允许各种上、下mosfet，不用关于同时传导的，或射穿的。
启动至预偏载
ISL6420A的设计目的是为预偏压装载。这是通过从二极管仿真过渡到模式到强制连续传导模式启动。下闸机开启时间短相位引脚上的电压被感应到。当这种情况发生时下浇口关闭并保持关闭直到下一个周期。因此，电感电流不会消失软启动时为负，因此不会释放预偏压负载。这种情况下的波形如下所示。
应用指南
布局注意事项
在任何高频开关变换器中，布局都是非常很重要。将电流从一个电源设备切换到另一个可以在互连键合线和电路的阻抗踪迹。这些互连阻抗应通过使用宽而短的印刷电路痕迹来最小化。这个关键部件应尽可能靠近可能使用地平面结构或单点接地。
图14显示了转换器。为了最小化电压超调用粗线表示的互连线应为一部分指印刷电路板中的接地平面或电源平面。这个图14中所示的部件应尽可能靠近尽可能在一起。请注意电容器CINCO分别代表许多物理电容器。将ISL6420A定位在距离MOSFET 3英寸的范围内，Q1第二季度。电路追踪mosfet的栅极和ISL6420A的源连接大小必须为处理高达2A峰值电流。图15显示了需要额外的布局考虑。使用单点和地平面所示电路的结构。尽量减少泄漏SS引脚上的电流路径，并定位电容器，Css由于内部电流源是仅30微安。在VCC和接地引脚。将电容器放置在尽可能靠近的位置启动和相位引脚。
反馈补偿
图16突出显示了同步整流降压变换器。输出电压（Vout）调节到参考电压水平。错误放大器（误差放大器）输出（VE/A）与提供脉冲宽度的振荡器（OSC）三角波调制（PWM）波，在相位节点。输出滤波器使PWM波平滑（LO和CO）。调制器传输函数是小信号传输Vout/VE/A的函数。该函数由DC控制增益和输出滤波器（LO和CO），带双极FLC处的断开频率和FESR处的零。直流增益调制器只是输入电压（VIN）除以峰-峰振荡器电压
补偿网络由误差放大器组成（ISL6420A内部）和阻抗网络ZN和ZFB。补偿网络的目标是具有最高0dB交叉的闭环传递函数频率（f0dB）和足够的相位裕度。相位裕度是f0dB和180度。下面的方程式与补偿有关网络的极点、零点和组件增益（R1、R2，图16中的R3、C1、C2和C3）。使用这些指南定位补偿网络的极点和零点：
1.所需转换器带宽的拾取增益（R2/R1）
2.将第一零点置于滤波器的双极以下（约75%FLC）
3.在滤波器的双极处放置第二个零点
4.在ESR零点放置第一极
5.将2极置于开关频率的一半
6.根据误差放大器的开环增益检查增益
7.估计相位裕度-必要时重复
图17显示了DC/DC的渐近图转换器的增益与频率的关系。实际调制器增益由于输出的高Q因数，具有高增益峰值图17中没有显示过滤器和。使用上面的指导方针应给出类似于绘制曲线。开环误差放大器增益限制补偿增益。检查FP2处的补偿增益具有误差放大器的功能。闭环在图17的对数图上，通过将调制器增益（单位：dB）添加到补偿增益中（分贝）。这相当于将调制器相乘传递函数到补偿传递函数和绘制增益图。
补偿增益采用外阻抗网络
ZFB和ZN提供稳定、高带宽（BW）的总体循环。稳定的控制回路与-20dB/十年斜率，相位裕度大于45°。在确定相位裕度。部件选择指南输出电容器选择需要一个输出电容器来过滤输出和供电负载瞬态电流。过滤要求是开关频率和纹波电流的函数。负载瞬态要求是回转的函数速率（di/dt）和瞬态负载电流的大小。这些要求通常是由电容器和精心布置。现代微处理器产生高于1A/秒。高频电容器最初提供瞬态降低大容量电容器的电流负载率。大容量滤波器电容值通常由有效串联电阻和额定电压要求而不是实际的电容要求。高频去耦电容器应放置在尽可能靠近负载的电源插脚。成为小心不要在电路板布线中增加电感可能会抵消这些低电感的作用组件。咨询负载的制造商具体解耦要求。例如，英特尔建议奔腾Pro由至少四十（40）个1.0μF组成1206表面贴装封装中的陶瓷电容器。仅使用专用低ESR电容器开关调节器在大容量电容器中的应用。大容量电容器的ESR将决定输出纹波高转换率后的电压和初始电压降短暂的。铝电解电容器的ESR值为与血沉较低的箱子尺寸有关箱子大小。然而，等效串联电感（ESL）这些电容器的容量随着外壳尺寸的增大而增大电容器对高摆率瞬变的作用加载。很遗憾，ESL不是指定的参数。与电容器供应商合作，测量电容器阻抗随频率的选择组件。在大多数情况下小箱比大箱好电容器。
输出电感选择
选择输出电感以满足输出电压纹波要求和最小化转换器的响应负载瞬变时间。电感值决定转换器的纹波电流和纹波电压是纹波电流和输出电容ESR的函数。纹波电压和电流由以下方程式：
增大电感值可减小纹波电流和电压。然而，较大的电感值会降低转换器对负载瞬态的响应时间。限制转换器响应的参数之一负载瞬变是改变电感器所需的时间当前。给定足够快的控制回路设计ISL6420A将提供0%或100%的工作周期对负载瞬态的响应。响应时间就是需要从初始电流转换电感电流瞬态电流水平的值。在这段时间里电感电流与暂态电流之差电流水平必须由输出电容器提供。最小化响应时间可以最小化输出需要电容。瞬态响应时间与施加荷载和移除荷载。以下方程给出了施加和移除瞬态荷载：
式中：ITRAN为瞬时负载电流阶跃，tRISE为对加载应用的响应时间，tFALL是卸载响应时间。带+5V输入来源，最坏情况下的响应时间可以是施加或移除荷载，取决于输出电压设置。一定要检查这两个最小和最大输出水平下的方程式最坏情况下的响应时间。
输入电容器选择
使用混合输入旁路电容器来控制电压对mosfet的超调。使用小陶瓷高频去耦电容器和大容量电容器以提供每次Q1开启时所需的电流。放置物理上靠近mosfet的小型陶瓷电容器在Q1的漏极和Q2的源极之间。大容量输入电容器的重要参数是电压额定值和均方根电流额定值。为了可靠操作，选择有电压和电流的大容量电容器额定值高于最大输入电压和最大RMS电路所需的电流。电容器额定电压应至少比最大值大1.25倍输入电压和1.5倍的额定电压是保守的准则。均方根额定电流要求因为降压调节器的输入电容大约是1/2直流负载电流。更具体的方程式确定输入纹波如下：
对于通孔设计，几个电解电容器（松下HFQ系列或Nichicon PL系列或三洋可能需要MV-GX或同等产品）。表面贴装设计上，可以使用固体钽电容器，但要小心必须针对电容器浪涌电流评级。这些电容器必须能够处理通电时的浪涌电流。TPS系列可从AVX和Sprague的593D系列都在激增电流测试。
MOSFET选择/注意事项
ISL6420A需要2个N通道功率mosfet。这些应根据无线电数据系统（开启）和门电源选择要求和热管理要求。在大电流应用中，MOSFET的功耗，包装选择和散热器是主要设计因素。功耗包括两个损耗元件；传导损耗和开关损耗。传导损耗是功率的最大组成部分上部和下部mosfet的损耗。这些损耗分布在两个mosfet之间根据占空比（见下面的方程式）。只有上MOSFET有开关损耗，因为肖特基整流器在同步之前夹紧开关节点整流器打开。
其中D是占空比=Vo/Vin，tSW是开关间隔，fSW是开关频率这些方程假定电压-电流线性跃迁并且不能充分模拟由于下MOSFET体二极管的反向恢复而引起的功率损耗。这个栅极电荷损耗由ISL6420A和不要加热mosfet。然而，门电荷很大增加开关间隔，tSW增加上MOSFET开关损耗。确保两者mosfet的最高结温在通过计算温度获得高环境温度按包装热阻规格上升。可能需要单独的散热器，具体取决于MOSFET功率、封装类型、环境温度和空气流动。
肖特基选择
整流器D2是一个夹持负电感的夹子在关闭下部之间的死区摆动打开上面的MOSFET。二极管必须为肖特基型以防止寄生MOSFET体二极管不导通。可以忽略二极管和让下部MOSFET的体二极管夹紧负极感应器摆动，但效率会下降1%或2%结果。二极管的额定反向击穿电压必须为大于最大输入电压。
