HIP6012点击型号即可查看芯片规格书
HIP6012为为高性能而优化的DC-DC转换器微处理器应用。它是设计用来驱动两个同步整流buck中的N沟道mosfet拓扑结构。HIP6012集成了所有的控制、输出将调整、监控和保护功能整合为一个。转换器的输出电压可以精确地调节至低达1.27伏，具有最大耐受性。温度和线电压变化±1.5%。HIP6012提供了简单、单反馈回路、快速瞬态响应的电压模式控制。它包括200kHz自由运行三角波振荡器可从低于50千赫调整到超过1兆赫。错误放大器具有15MHz增益带宽产品和6V/微秒转换速率，使高转换器带宽快速瞬态性能。产生的PWM占空比范围从0%到100%。HIP6012通过抑制脉冲宽度调制操作。HIP6012监视电流通过使用上部MOSFET的rDS（ON）来消除需要一个电流感应电阻器。
特征
驱动两个N通道mosfet
从+5V或+12V输入操作
简单的单回路控制设计
电压型PWM控制
快速瞬态响应
高带宽误差放大器
全0%至100%占空比
卓越的输出电压调节
1.27V内部参考电压
1.5%过线电压和温度
过电流故障监视器
不需要额外的电流传感元件
使用MOSFETs rDS（开）
转换器尺寸小
恒频运行
200kHz自由运行振荡器可编程自
50千赫至1兆赫以上
14针、SOIC和TSSOP封装
提供无铅（符合RoHS）
应用
奔腾、奔腾Pro、PowerPC8482;和
Alpha™微处理器
大功率5V至3.xV DC-DC调节器
低压分布式电源
注：Intersil无铅产品采用特殊无铅材料套；模塑化合物/模具连接材料和100%哑光锡平板终端饰面，符合RoHS并兼容同时具有SnPb和无铅焊接操作。Intersil无铅产品在无铅峰值回流焊温度下被归类为MSL满足或超过IPC/JEDEC J STD-020的无铅要求。
注意：超过“绝对最大额定值”列出的压力可能会对设备造成永久性损坏。这是一个压力等级和操作在本规范操作章节中所述的上述条件或任何其他条件下的装置并不隐含。
注：1.θJA是用安装在自由空气中的高效热导率测试板上的元件测量的。
RT（插脚1）该引脚提供振荡器开关频率调整。通过将电阻器（RT）从该引脚接地，标称200kHz开关频率根据以下方程式：
相反，将该引脚的上拉电阻器（RT）连接到VCC根据下式：
接触网（针脚2）将电阻器（ROCSET）从该引脚连接到上MOSFET。ROCSET，内部200微安电流源（IOCS）和上MOSFET导通电阻（rDS（on））设置根据以下方程式：
过电流跳闸循环软启动功能。SS（引脚3）将电容器从该引脚接地。这个电容器，与内部10μA电流源一起，设置转换器的软启动间隔。压缩机（针脚4）和FB（针脚5）COMP和FB是错误的可用外部引脚放大器。FB pin是错误的反向输入放大器和COMP管脚是误差放大器输出。这些引脚用于补偿电压控制转换器的反馈回路。EN（针脚6）此引脚是开路集电极启用引脚。把这个销拉到下面1V关闭转换器。关机时，软启动引脚排出，磨牙和汞合金销保持在低位。接地（引脚7）IC的信号接地。所有电压水平都用关于这个别针。相位（引脚8）将相位引脚连接到上MOSFET源。这个pin用于监测MOSFET上的电压降用于过电流保护。该引脚还提供返回上浇口驱动的路径。磨损（销9）将UGATE连接到上MOSFET栅极。这个别针为上MOSFET提供栅极驱动。护套（针脚10）该引脚为上MOSFET驱动器提供偏置电压。引导电路可用于产生引导电压适合驱动标准的N沟道MOSFET。
PGND（引脚11）这是电源接地连接。绑下MOSFET此pin的源。LGATE（插脚12）将LGATE连接到下MOSFET栅极。这个别针为较低的MOSFET提供栅极驱动。PVCC（引脚13）为该引脚的下栅极驱动提供偏置电源。VCC（插脚14）为芯片提供一个12V的偏置电源。
功能描述 ：初始化HIP6012在收到电源后自动初始化。无需对输入电源进行特殊排序。上电复位（POR）功能持续监控输入电源电压和启用（EN）引脚。波尔监控VCC引脚和输入端的偏置电压OCSET引脚上的电压（VIN）。OCSET上的级别是等于车辆识别号减去固定电压降（参见过电流保护）。当EN pin保持在VCC上时，POR函数在两个输入电源电压之后启动软启动操作超过他们的POR阈值。单次操作+12V电源、车辆识别号和VCC是等效的，并且+12V电源必须超过VCC上升阈值在POR开始操作之前。上电复位（POR）功能禁止操作芯片已禁用（EN pin低）。两种输入电源高于他们的POR阈值，转换EN-pin高启动软启动间隔。软起动POR函数启动软启动序列。一个内部10微安电流源为外部电容器充电（CSS）在SS引脚上设置为4V。软启动卡死错误放大器输出（COMP pin）和参考输入（+端子错误安培）到SS引脚电压。图3显示了以CSS=0.1μF开始间隔。最初夹钳在误差放大器（COMP pin）控制转换器的输出电压。在图3中的t1处，SS电压达到谷值振荡器的三角波。振荡器的三角形波形与斜坡误差放大器比较电压。这会产生越来越宽的相位脉冲给输出电容器充电。这段时间增加脉冲宽度持续到t2。有足够的输出电压，参考输入控制上的钳位输出电压。这是t2和t3之间的间隔图3。t3时，SS电压超过参考电压电压和输出电压处于调节状态。这种方法提供快速且可控的输出电压上升。
过电流保护
过电流功能保护转换器免受利用上mosfet的电阻短路输出，rDS（开）以监视电流。这种方法增强了变频器的效率和降低成本电流感应电阻器。过电流功能循环软启动功能提供故障保护的打嗝模式。电阻器（ROCSET）对过电流跳闸电平进行编程。内部200微安（典型）电流汇在ROCSET上产生一个电压是指车辆识别号。当电压通过上部MOSFET（也指VIN）超过电压通过ROCSET，过电流功能启动软启动顺序。软启动函数使用10微安电流接收器，并抑制脉冲宽度调制操作。软启动功能重新充电CSS，然后使用误差放大器钳制在SS电压上。应该在给CSS充电时发生过载，软启动功能在将CSS完全充电至4V至完成它的循环。图4显示了这个带有过载情况。注意电感电流增加在CSS充电间隔期间超过15A并导致过电流跳闸。转换器消耗很少的功率用这种方法。测量的输入功率图4的条件是2.5W。
过电流功能将在电感电流峰值时跳闸（IPEAK）由：
其中IOCSET是内部OCSET电流源（200微安-典型）。OC触发点的变化主要是由于MOSFETs rDS（ON）变体。避免过电流跳闸在正常工作负载范围内，找到ROCSET电阻从上面的方程式可以看出：
1.在最高结温下的最大RDS（ON）。
2.规格表中的最小IOCSET。
3.决定，式中，∏I是输出电感纹波电流。有关纹波电流的方程式，请参见名为“输出电感选择”的元件指南。小型陶瓷电容器应与ROCSET使ROCSET上的电压平滑输入电压上存在开关噪声。
应用指南
布局注意事项
在任何高频开关变换器中，布局都是非常很重要。将电流从一个电源设备切换到另一个可以在互连键合线和电路的阻抗踪迹。这些互连阻抗应通过使用宽而短的印刷电路痕迹来最小化。这个关键部件应尽可能靠近可能使用地平面结构或单点接地。图5显示了转换器。为了最小化电压超调用粗线表示的互连线应为一部分指印刷电路板中的接地平面或电源平面。这个图6中所示的部件应尽可能靠近尽可能在一起。请注意电容器CINCO分别代表许多物理电容器。将HIP6012定位在距离MOSFETs 3英寸的范围内，Q1第二季度。电路追踪mosfet的栅极和来自HIP6012的源连接的大小必须为处理高达1A峰值电流。图6显示了需要额外的布局考虑。使用单点和地平面所示电路的结构。尽量减少泄漏SS引脚上的电流路径，并定位电容器，CSS由于内部电流源是仅10微安。在VCC和接地引脚。将电容器放置在尽可能靠近的位置启动和相位引脚。
反馈补偿
图7突出显示了同步整流降压变换器。输出电压（VOUT）调节到参考电压水平。错误放大器（误差放大器）输出（VE/A）与提供脉冲宽度的振荡器（OSC）三角波调制（PWM）波，在相位节点。输出滤波器使PWM波平滑（LO和CO）。调制器传输函数是小信号传输VOUT/VE/A的函数。该函数由DC控制增益和输出滤波器（LO和CO），带双极FLC处的断开频率和FESR处的零。直流增益调制器只是输入电压（VIN）除以峰-峰振荡器电压
补偿网络由误差放大器组成（HIP6012内部）和阻抗网络ZN和ZFB。补偿网络的目标是具有最高0dB交叉的闭环传递函数频率（f0dB）和足够的相位裕度。相位裕度是f0dB和180o.下面的方程式与补偿有关网络的极点、零点和组件增益（R1、R2，图8中的R3、C1、C2和C3）。使用这些准则定位补偿网络的极点和零点：
1.所需转换器带宽的拾取增益（R2/R1）
2.将第一零点置于滤波器的双极以下（约75%FLC）
3.在滤波器的双极处放置第二个零点
4.在ESR零点放置第一极
5.将2极置于开关频率的一半
6.根据误差放大器的开环增益检查增益
7.估计相位裕度-必要时重复
图8显示了DC-DC转换器的渐近图增益与频率。实际调制器增益具有高增益输出滤波器高Q因数的峰值do，未显示在图8中。使用上述指南应该给出补偿增益与绘制的曲线相似。开环误差放大器增益限制补偿增益。检查具有误差能力的FP2补偿增益放大器。闭环增益建立在对数上将调制器增益（单位：dB）加到补偿增益（单位：dB）。这相当于调制器传递函数到补偿传递函数并绘制增益。
补偿增益采用外阻抗网络ZFB和ZN提供稳定、高带宽（BW）的总体循环。稳定的控制回路与-20dB/decade斜率，相位裕度大于45o。在确定相位裕度。部件选择指南输出电容器选择需要一个输出电容器来过滤输出和电源负载瞬态电流。过滤要求是开关频率和纹波电流的函数。负载瞬态要求是回转的函数速率（di/dt）和瞬态负载电流的大小。这些要求通常是由电容器和精心布置。现代微处理器产生高于1A/秒。高频电容器最初提供瞬态降低大容量电容器的电流负载率。大容量滤波器电容值通常由有效串联电阻和额定电压要求而不是实际的电容要求。高频去耦电容器应放置在尽可能靠近负载的电源插脚。成为小心不要在电路板布线中增加电感可能会抵消这些低电感的作用组件。咨询负载的制造商具体解耦要求。例如，英特尔建议奔腾Pro由至少四十（40）个1.0μF组成1206表面贴装封装中的陶瓷电容器。仅使用专用低ESR电容器开关调节器在大容量电容器中的应用。这个大容量电容器的ESR将决定输出纹波电压以及高转换率瞬态后的初始电压降。一个铝电解电容器的ESR值与在较大的箱子尺寸中，可提供ESR较低的箱子尺寸。然而，它们的等效串联电感（ESL）电容器随着外壳尺寸的增加而增加，并且可以减少电容器对高回转率瞬态负载的作用。很遗憾，ESL不是指定的参数。与您的电容器供应商和测量电容器的阻抗选择合适组件的频率。在大多数情况下，小型多芯电解电容器性能更好比一个大的电容器。
输出电感选择选择输出电感以满足输出电压纹波要求和最小化转换器的响应负载瞬变时间。电感值决定转换器的纹波电流和纹波电压是一个函数纹波电流。纹波电压和电流由下列方程近似：
增大电感值可减小纹波电流和电压。然而，较大的电感值会降低转换器对负载瞬态的响应时间。限制转换器响应的参数之一负载瞬变是改变电感器所需的时间当前。给定足够快的控制回路设计HIP6012将提供0%或100%的占空比作为响应到负载瞬变。响应时间是将电感电流从初始电流值转换为瞬态电流水平。在这段时间里电感电流和暂态电流之间必须由输出电容器供电。最小化响应时间可以最小化所需的输出电容。瞬态响应时间与施加荷载和移除荷载。以下方程给出了近似的响应时间间隔。施加和移除瞬态荷载：
式中：ITRAN为瞬时负载电流阶跃，tRISE为对加载应用的响应时间，tFALL是卸载响应时间。使用+5V输入源，最坏情况下的响应时间可以是在应用程序或根据输出电压的设定，移除负载。一定要检查这两个方程的最小值和最坏情况响应时间的最大输出水平。输入电容器选择使用混合输入旁路电容器来控制电压对mosfet的超调。使用小陶瓷高频去耦电容器和大容量电容器以提供每次Q1开启时所需的电流。放置物理上靠近mosfet的小型陶瓷电容器在Q1的漏极和Q2的源极之间。大容量输入电容器的重要参数是电压额定值和均方根电流额定值。为了可靠操作，选择有电压和电流的大容量电容器额定值高于最大输入电压和最大均方根值电路所需的电流。电容器额定电压应至少大于最大值的1.25倍。输入电压和1.5倍的额定电压是保守的准则。均方根额定电流要求对于降压型稳压器的输入电容近似1/2直流负载电流。对于通孔设计，几个电解电容器（松下HFQ系列或Nichicon PL系列或三洋MV-GX可能需要。对于表面贴装设计，实心可以使用钽电容器，但必须小心关于电容器浪涌电流额定值。这些电容器必须能够在打开电源。AVX提供的TPS系列和593DSprague的系列产品都经过了浪涌电流测试。MOSFET选择/注意事项HIP6012需要2个N通道功率mosfet。这些应根据无线电数据系统（开启）和门电源选择要求和热管理要求。在大电流应用中，MOSFET的功耗，包装选择和散热器是主要设计因素。功耗包括两个损耗元件；传导损耗和开关损耗。这个传导损耗是功率的最大组成部分上部和下部mosfet的损耗。这些损耗分布在两个mosfet之间根据占空比（见下面的方程式）。只有上MOSFET有开关损耗，因为肖特基整流器在同步之前夹紧开关节点整流器开启
式中：D为占空比=VO/VIN，tSW为切换间隔，且Fs是开关频率
这些方程假定电压-电流线性跃迁并且不能充分模拟由于下MOSFETs体二极管的反向恢复而引起的功率损耗。这个门电荷损耗由HIP6012消散，而不是加热mosfet。然而，大的门电荷增加开关间隔，tSW增加MOSFET开关损耗。确保两个mosfet在高环境下的最大结温范围内根据包装热阻规格。单独的可能需要散热器，具体取决于MOSFET功率、包装类型、环境温度和空气流量。标准栅mosfet通常推荐用于与HIP6012一起使用。然而，逻辑级栅mosfet可在特殊情况下使用。输入电压，上栅极驱动电平和MOSFETs绝对栅极源电压额定值决定逻辑电平mosfet是合适的。图9显示了由VCC的自举电路。启动电容器产生与相位相关的浮动电源电压别针。该电源每循环刷新一次，电压为VCC当MOSFET较低时，Q2的引导二极管下降（VD）较小打开。逻辑级MOSFET只能用于Q1MOSFETs绝对栅源电压额定值超过施加到VCC的最大电压。对于第2季度，a逻辑电平MOSFET如果其绝对栅极电压额定值超过最大电压，则可以使用。至PVCC
图10显示了由直接连接到VCC。此选项只能用于主输入电压为+5伏直流电的变换器系统或者更少。最高栅源电压为大约VCC较少的输入电源。对于+5V主电源电源和+12伏直流偏电压，门到源电压一个逻辑级MOSFET是一个很好的选择一个逻辑级MOSFET可以用于Q2门到源电压额定值超过最大电压适用于PVCC
肖特基选择整流器D2是一个夹持负电感的夹子在关闭下部之间的死区摆动打开上面的MOSFET。二极管必须肖特基型防有损寄生MOSFET体二极管不导通。省略二极管是可以接受的让下部MOSFET的体二极管夹紧负电感摆动，但效率会下降一两个结果是百分比。二极管的额定反向击穿电压必须大于最大输入电压。
HIP6012 DC-DC变换器应用电路下图所示为微处理器应用程序，最初设计用于HIP6006控制器。鉴于HIP6006和HIP6012控制器，电路可以使用HIP6012控制器实现修改。但是，考虑到扩展的引用电压公差范围，基于HIP6012的转换器可以需要额外的输出电容。
