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说明
此解决方案针对大容量用户应用程序进行了优化，将过渡模式高效、低成本组件的优势扩展到比以前可能更高的额定功率。通过利用自然交织技术，两个信道作为主信道（即，没有从信道）同步到同一频率。这种方法提供了固有的强匹配，更快的响应，并确保每个通道在过渡模式下运行。
完整的系统级保护功能包括输入电压不足、输出过电压、开环、过载、软启动、相位故障检测和热关机。附加的故障保护过电压保护（OVP）功能可防止对中间电压的短路，如果检测不到，可能导致灾难性的设备故障。
这个集成电路可能被静电放电损坏。德州仪器公司建议在处理所有集成电路时采取适当的预防措施。不遵守正确的操作和安装程序可能导致损坏。
ESD损坏的范围从细微的性能下降到设备完全失效。精密集成电路可能更容易受到损坏，因为非常小的参数变化可能导致设备不符合其公布的规范。
功能框图
应用程序信息
操作理论
UCC28060包含两个boost脉冲宽度调制（PWM）功率转换器的控制电路。boost-PWM功率变换器在boost电感中的斜坡电流与误差放大器输出上的电压成正比。然后，每个功率转换器关闭功率MOSFET，直到升压电感中的电流衰减到0，就像零电流检测输入（ZCDA和ZCDB）上检测到的那样。一旦电感电流衰减到0，功率转换器开始另一个周期。这种开/关循环产生三角形电流波，峰值电流由开/关时间和电源输入电压设定。
乙烯基乙酸（t）´T型打开
伊佩克（t）=
L（一）
平均线电流正好等于峰值线电流的一半，如等式2所示。
乙烯基乙酸（t）´T型打开
IAVG（吨）=
2 ´一（二）
当t和L在交流线路周期内基本恒定时，在每个开关周期内产生的三角形电流波形具有与整流交流线路电压的瞬时值成比例的平均值。这种结构在线路频率和接近单位功率因数下产生电阻输入阻抗特性。
两个PWM的输出同相运行180度，因此两个PWM的电源线纹波电流从每个单独的PWM的纹波电流中大大降低。这种设计减少了输入和输出端的纹波电流，从而减少了输入和输出滤波器的尺寸和成本。
如果各个功率级和开启时间匹配良好，则会出现最佳相位平衡。电感值不匹配不会影响相位关系。
定时控制、最大频率限制和重启计时器
栅极驱动开启时间随误差放大器输出电压的变化而变化，变化系数称为KT
吨=K（VT压缩机-125 mV）（3）
VCOMP是误差放大器的输出，125mV是调制器偏移。
为了补偿线电压变化对环路增益的影响，KT在低线范围比在高线范围大三倍
K=3 K TL TH（4个）
为了在两相和单相运行之间提供平稳过渡，在单相模式下，KT增加了2倍：
KTHS=2×KTH；在高线路范围和单相运行时激活
KTL=2×KTL；在低线范围和单相运行时激活
误差放大器的箝位最大输出限制在4.95 V。这个值，小于125 mV调制器偏移量，限制方程5的导通时间。
吨（最大值）=KT'4.825V（5）
该导通时间限制设定在给定的输入电压电平下由转换器传递的最大功率。
每个相位的开关频率都受到最小周期定时器的限制。如果电流在最小周期计时器结束前衰减到0，则会延迟打开，从而导致相位电流不连续。
重新启动定时器确保在所有情况下启动，如果两个相位的输入没有过渡到大约200千伏s时，重新启动两个阶段，以防止电路在连续导通模式（CCM）中工作，重新启动时间不会触发导通，直到两个相电流恢复到0。
申请资料（续）
时间因子（KTH，KTHS，KTL，KTLS）和最小开关周期TMIN与时间设置电阻RTSET成正比。从测试插脚到接地的电阻由方程式6到方程式8给出：
RTSET质谱仪
KTH公司=1.35英里；在高端范围内有效
133千瓦伏（6）
RTSET质谱仪
KTL=4.0；在133kw V（7）的低端范围内有效
RTSET装置
TMIN公司=2.2ms；最小切换周期133kw（8）
RTSET的正确值在箝位最大接通时间，Ton（max），由在最小输入线和最大负载下工作的转换器所要求。
自然交错
在正常工作条件下，UCC28060调节通道A和通道B电感电流的相对相位，使之非常接近180度，从而使在线路源和输出电容器处看到的纹波电流最小化。相位控制功能根据相位和频率关系对A和B通道的开启时间进行差分调制。这种自然交错的方法可以使变换器在不要求升压电感公差的情况下，实现两个相位的180°移相和过渡模式操作。结果，a和B通道的均流与电感公差成正比。当两个电感值完全相同时，达到最佳均流。
轻松的阶段管理
在轻载条件下，由于MOSFET结电容放电导致的小电流导通损耗和大开关损耗，关断其中一个功率级可以降低开关损耗，增加导通损耗。在一定功率水平下，开关损耗的降低大于导通损耗的增加，可以实现更好的效率。此特性是交错功率函数校正（PFC）的主要优点之一，对于满足轻载高效标准设计要求尤其有价值。
轻松相位管理功能允许用户通过将COMP引脚连接到PHB引脚来关闭其中一个功率级，以在轻负载条件下获得更高的效率。在理论分析和实验结果的基础上，UC28060预置相位管理阈值可以达到最大效率的提高。根据COMP pin电压，easy phase management在相应的功率级关闭B相。表1列出了阈值和相应的功率级。
PHB引脚也可以由外部逻辑信号驱动，以允许定制相位管理。要禁用相位管理，请将PHB引脚连接到VREF引脚。
过零检测与谷切换
在过渡模式PFC电路中，MOSFET在升压电感电流过0时导通。由于升压电感和MOSFET漏极节点寄生电容之间的共振，MOSFET结电容中存储的部分能量可以被回收，降低了开关损耗。此外，当整流输入电压小于输出电压的一半时，MOSFET结电容器中存储的能量可以全部恢复，实现零电压开关（ZVS）。通过增加适当的延迟，MOSFET可以在其谐振漏极电压的谷值（谷值开关）处开启。以这种方式，能量恢复可以最大化并且开关损耗被最小化。
RC时间常数通常是经验推导出来的，但一个好的起点是等于漏极电路谐振周期25%的值。延迟可以通过一个简单的RC滤波器实现。因为ZCD引脚是内部夹紧的，所以也可以使用图28实现更精确的延迟。
简单RC延迟电路
更精确的延时电路
门驱动器设计
在过渡模式操作中，MOFET的开启和关闭速度设计不同。由于关断电流大，需要更高的速度来减小关断损耗，同时仍然控制速度以降低mosfet上的电压尖峰。打开时，速度越慢越好。由于零电流开关的存在，慢通电速度不会显著改变开关损耗，而在没有实现零电压开关时，它可以显著降低dv/dt，特别是对于高输入线。这种控制的dv/dt大大降低了共模EMI噪声，简化了滤波器的设计。因此，在不降低系统整体效率的情况下，开机速度应尽可能慢。
使用介于5Ω和15Ω之间的串联栅极电阻器，以防止系统中出现电磁干扰、响铃和噪声。如果响铃、电磁干扰或系统噪音过大，则增大电阻。为了提高供电效率，降低电阻可能是有益的。为了优化效率和噪声性能，可以使用并联电阻和二极管来提高关断速度，同时保持开断缓慢
可选门驱动电路
眉毛保护
随着电源线均方根电压的降低，均方根输入电流增大，以保持特定负载的输出电压恒定。过电压保护防止RMS输入电流超过安全操作水平。在VINAC处检测到电源线均方根电压。当施加到VINAC的电压在通电滤波时间内未超过通电阈值时，检测到通电状态，两个栅极驱动输出立即拉低。在限电期间，COMP被主动拉低。栅极驱动输出保持在低水平，直到VINAC上的电压上升到阈值以上。在一次限电后，功率级软启动时，COMP上升。
故障保护过电压保护
故障保护OVP防止任何单一故障使输出提升到高于安全水平。输出电压传感的冗余路径提供额外的输出过电压保护。过电压保护通过两条独立的路径实现：VSENSE和HVSEN。如果任一输入检测到过电压情况，转换器将关闭。在任一回路发生故障时，输出电压仍能保持安全水平。当两个感应输入都回到正常范围时，IC重新启用。此时，门极驱动输出在PWM控制下恢复切换。输出过电压不会导致软启动，并且在输出过电压事件期间COMP引脚不会放电。
过流保护
在某些条件下（如涌流、过电压恢复和输出过载），功率因数校正功率级出现大电流。在这种情况下，保护电源设备不被切换是至关重要的。
传统的电流检测方法采用并联电阻与MOSFET源串联的方式来检测变换器的电流，导致多个接地点和高功耗。此外，由于当mosfet关闭时没有电流信息可用，源电阻电流传感方法需要在过电流条件下重复打开mosfet。因此，转换器可能暂时在连续电流模式（CCM）下工作，并经历由升压二极管中过多反向恢复电流引起的故障。
UCC28060使用一个电阻器连续检测总电感（输入）电流。这样，当电感电流过大时，就完全避免了mosfet的通电。在总电感电流降到接近零之前，对mosfet的驱动被抑制，排除了反向恢复引起的故障（这些故障最有可能发生在交流线路从断电状态恢复时）。
在过电流条件下，当输入电流降到接近0时，两个mosfet同相打开。由于两相电流在相位上暂时操作，因此将过电流保护阈值设置为每相最大电流纹波值的两倍以上，以便允许在过电流事件之后恢复到正常操作。
缺相保护
UCC28060通过监测ZCD脉冲序列来检测单相故障。在正常的两相操作中，如果一个输入端的输入空闲时间超过大约14毫秒，而其他的8位输入开关正常，则输入电压过高，表明功率级不能正常工作。在正常的单相运行过程中，不监视相故障。
失真降低
由于开关MOSFET的漏源和升压电感之间的电容发生共振，当输入电压在0v左右时，传统的过渡模式功率因数校正电路可能无法从输入线上吸收功率，这一限制导致波形失真和谐波失真增加。为了将线电流失真降低到尽可能低的水平，UCC28060在输入电压为0v左右时增加开关MOSFET的开启时间，以增加功率吸收并补偿这种影响。
改进的误差放大器
电压误差放大器是一种跨导放大器。电压环补偿从误差放大器输出端COMP连接到模拟接地AGND。
典型误差放大器补偿
为了改善瞬态响应，当误差放大器输入低于5.815v时，误差放大器输出电流增加100微安，这种增加允许在负载电流突然增加后更快地对补偿部件充电
显示加速和锁存软启动的误差放大器框图
开环保护
如果反馈回路与集成电路断开，则UCC28060内部的电流源将VSENSE引脚电压拉向接地。当VSENSE低于1.20 V时，IC被禁用。禁用时，电源电流减小，栅极驱动输出和COMP都被积极拉低。当VSENSE上升到1.25 V以上时，IC重新启用。此时，门驱动输出在PWM控制下开始切换。
通过使用开路漏极或开路集电极驱动器将VSENSE引脚接地，可以在外部禁用该IC。禁用时，IC电源电流下降，COMP被主动拉低。当VSENSE被释放时，IC软启动。这种禁用方法强制集成电路进入待机模式，并将其功耗降至最低。当备用电源是关键设计方面时，此功能特别有用。
如果反馈回路与接地断开，则VSENSE电压将变高。当VSENSE上升到过电压保护阈值以上时，两个栅极驱动输出都变低，并且COMP被主动拉低。当VSENSE返回范围时，IC重新启用。此时，门极驱动输出在PWM控制下开始切换。在这种情况下，VSENSE引脚被内部夹紧，以保护IC不受损坏。
软启动
随着补偿电容从COMP到AGND从低电平充电到最终值，PWM从零导通时间逐渐过渡到正常导通时间。该过程实现软启动，时间常数由误差放大器的输出电流和补偿电容的值设置。如果发生断电、逻辑禁用或VCC欠压故障，COMP将被主动拉低，因此清除此事件后，PWM软启动。即使故障事件发生的时间很短，软启动也会在恢复运行前完全放电补偿部件，确保软启动。
轻载运行
随着负载电流的减小，误差放大器通过降低COMP电压来减少输入电流。如果PHB（通常连接到COMP）在低输入线低于0.8v（或在高输入线低于1.1v），则信道B停止切换，信道A打开时间加倍以进行补偿。如果COMP低于150 mV，通道A也停止切换，回路进入滞后控制模式。脉冲宽度调制跳过周期以保持调节。
下游变频器指令
在UCC28060中，PWMCNTL引脚用于协调PFC级与下游转换器。通过HVSEN引脚，检测输出电压。当输出电压在所需范围内时，PWMCNTL引脚被拉到内部接地，并可用于启用下游转换器。启用阈值和滞后可以通过分压比和电阻值独立调整。HVSEN引脚也用于故障保护过电压保护。在设计分压器时，请确保将该故障保护过电压保护级别设置为高于正常工作级别。
VCC欠压保护
VCC必须升高到欠压阈值以上，才能使PWM开始工作。如果VCC在运行过程中下降到阈值以下，栅极驱动输出和COMP都会被主动拉低。VCC必须升高到阈值以上，才能重新启动PWM功能。
VCC公司
VCC连接到13 V和21 V之间的偏置电源。当由调节不良的电源供电时，建议使用外部齐纳二极管，以防止流入VCC的电流过大。
过电压保护和线路距离检测
VINAC与整流电源输入的分压器相连，提供低或高电源操作的电压不足检测和选择。当VINAC峰值电压低于浏览器检测阈值的时间长于浏览器过滤时间时，浏览器计时器断言浏览器状态。当VINAC峰值电压高于故障恢复阈值时，故障保护被清除。软启动后，电路恢复正常工作。
电压分压比和电阻值决定了电压突变检测阈值及其滞后。该引脚还检测输入线范围，以设置相应的准时系数。电压过电压保护和距离检测都是基于VINAC峰值电压；阈值和滞后也是基于峰值电压。峰值电压可以很容易地转换成均方根值。分压器的建议电阻值为：从整流输入电压到VINAC的3 MΩ±1%，从VINAC到接地的46.4 kΩ±1%。这些电阻器设置了均方根线电压的典型阈值
推荐的PCB设备布局
交错过渡模式PFC系统结构大大降低了输入输出纹波电流，使电路能够使用更小、更便宜的滤波器。为了最大限度地提高交织的好处，输入和输出滤波电容器应该位于两个相电流组合在一起之后。与其他电源管理集成电路类似，在布置印刷电路板（PCB）时，必须采用星形接地技术，并使滤波电容器尽可能靠近集成电路接地。为了将来自升压电感的电容耦合引起的干扰减至最小，集成电路应位于距离升压电感至少1 in（25.4 mm）的位置。还建议不要将集成电路放置在磁性元件下面。由于精确的定时要求，定时设置电阻RTSET应尽可能靠近TSET引脚并返回到模拟接地。
感应器选择
根据低压线峰值电感纹波电流的要求，选择升压电感。选择电感器需要计算低压线（DPEAK_low_line）峰值处的升压变换器占空比，如等式9所示。
VOUT-VINêMINê2 390伏-85伏
DPEAK_LOW_线=0.69
电压390伏（9）
转换器的最小开关频率（fMIN）出现在低端线路的峰值，设置在25 kHz和50 kHz之间，以避免听到噪音。对于本设计示例，fMIN设置为45 kHz：
h’五以分钟计2 x轴峰低线0.92（85伏）0.692
L1=L2==340小时»米
POUT'fMIN 300瓦45千赫（10）
这种设计的电感的峰值电流（ILPEAK）为5.4 a，如等式11所示，而均方根电流（ILRMS）为2.2 a，。
POUTÖ2 300瓦Ö2
ILPEAK==？5.4安，最低85伏，0.92（11）
我L峰值5.4甲
I==；2.2安
LRMS公司
该变换器采用恒导通（TON）和零电流开关（ZCS）来设置变换器的定时。当电感电流为0时，L1和L2的辅助绕组检测。选择式13中的匝数比可确保在每一个开关周期之后，在高电平线路的峰值处至少有2v用于重置ZCD比较器。
每个辅助绕组的匝数比为：
S 2伏2伏（13）
ZCD电阻器选择（RZA、RZB）
ZCD电阻器的最小值是基于内部齐纳钳位最大额定电流为5毫安来选择的。
V N型
输出S 390 V
R=R 3=10千瓦
扎兹普
N'5毫安8'5毫安
第页（十四）
在这种设计中，ZCD电阻器被设置为20kΩ
R=R=20千瓦ZA ZP（15）
赫夫森斯
HVSENSE管脚对UCC28060的PWMCNTL输出进行编程。当PFC输出电容充电时，PWMCNTL开漏输出可用于禁用下游转换器。PWMCNTL以高阻抗启动，当HVSENSE增加到2.5v以上时拉到地上。设置PWMCNTL激活的点需要从升压电压到HVSEN引脚到地的分压器。方程16到方程20说明了当输出电压在其标称值的90%范围内时，如何将PWMCNTL引脚设置为激活状态。
VOUT_OK=VOUT'0.90？351伏（16）
电阻器重新设置分压器的高压侧，并对PWMCNTL信号的滞后进行编程。对于本例，选择RE以提供99 V的滞后
电阻器RF用于编程PWMCNTL激活阈值
该PWMCNTRL输出保持激活状态，直到达到最小输出电压（VOUT_MIN），
2.5伏（R+RE F）2.5伏（3兆瓦+30千瓦）
VOUT_MIN==？252伏射频30千瓦（19）
根据电阻值，应根据公式20设置故障保护OVP阈值：
4.87伏（R+RE F）4.87伏（3兆瓦+30千瓦）
VOV_故障保护=487伏
射频30千瓦（20）
输出电容器选择
输出电容器（COUT）根据滞留要求进行选择，如等式21所示。
POUT 1 300宽1
0.92 47赫兹
库特3 2 2 2 2？156微滤
VOUT-（VOUT_MIN）390伏-（252伏）（21）
两个100μF电容器并联用于输出电容器：
COUT=200微滤（22个）
对于这种尺寸的电容器，输出电压纹波（V波纹）大约为11 V
VRIPPLE==11伏»
高0.637伏4p福林x高0.92伏0.637伏390伏4p 47赫兹200微伏（23）
除了保持要求外，必须选择电容器，使其能够承受低频
均方根电流（ICOUT_100 Hz）和高频均方根电流（ICOUT_HF）；见方程24至方程26。高压电解电容器通常在产品数据表上具有低频和高频均方根电流额定值。
