特征
4.5V至16V工作输入电压范围；高32 mΩ内部PFET开关；效率：高达95%；内部软启动；输出电压可调至0.8V；5A连续输出电流；固定500kHz脉冲宽度调制操作；逐周电流限制；短路保护；热关机；小型SO-8和DFN-8包装。
应用
负载点dc/dc转换；PCIe图形卡；机顶盒；DVD驱动器和HDD；液晶面板；有线调制解调器；电信/网络/数据通信设备。
一般说明
AOZ1014是一款高效、简单易用的5A buck调节器。AOZ1014在4.5V到16V的输入电压下工作电压范围，并提供高达5A的连续输出
输出电压可调至0.8V的电流。AOZ1014有SO-8和DFN-8两种包装，并且额定环境温度范围在-40°C至+85°C之间。
典型应用
详细说明
AOZ1014是一个电流模式降压稳压器，集成了高侧PMOS开关和低侧自由旋转肖特基二极管。它在4.5V到16V的输入电压范围内工作，并提供高达5A的负载电流。占空比可以从6%调整到100%，允许输出电压范围很宽。功能包括启用控制、上电复位、输入欠压锁定、固定内部软启动和热关机。
AOZ1014有SO-8和热增强DFN-8封装。
启用和软启动
AOZ1014具有内部软启动功能，以限制浪涌电流，并确保输出电压平稳上升到调节电压。当输入电压上升到4.0V且EN引脚上的电压高时，软启动过程开始。在软起动过程中，输出电压在通常4ms内逐渐上升到调节电压。
内部设置4ms软启动时间。
AOZ1014的EN引脚处于高激活状态。如果未使用启用功能，则将EN引脚连接至车辆识别号。将其拉至地面将禁用AOZ1014。不要让它开着。EN引脚上的电压必须高于2.0 V才能启用AOZ1014。当EN引脚上的电压低于0.6 V时，AOZ1014被禁用。如果应用电路要求禁用AOZ1014，则应使用开路漏极或开路集电极电路连接至EN引脚。
稳态运行
在稳态条件下，变换器以固定频率和连续传导模式工作（CCM）。
AOZ1014集成了一个内部P-MOSFET作为高压侧开关。电感电流是通过放大漏极到高压侧功率MOSFET源极的压降来检测的。输出电压由FB引脚处的外部分压器降低。通过内部跨导误差放大器放大FB管脚电压与参考电压的差。在PWM比较器输入端，将显示在COMP引脚上的误差电压与电感电流信号和斜坡补偿信号之和的电流信号进行比较。如果电流信号小于错误电压，则内部高压侧开关接通。电感电流从输入通过电感流向输出。当电流信号超过错误电压时，高压侧开关断开。电感电流通过外部肖特基二极管自由旋转输出。
AOZ1014使用P沟道MOSFET作为高压侧开关。它节省了通常在使用NMOS开关的电路中看到的引导电容。允许上开关100%开启，实现线性调节运行方式。从V到V的最小电压降是负载电流乘以MOSFET的直流电阻再加上buck电感的直流电阻。其计算公式如下：
其中，VoxMAX是最大输出电压；VIN是4.5V到16V之间的输入电压；IO是从0A到5A的输出电流；RDS（ON）是内部的导通电阻MOSFET，值介于25mΩ和55mΩ，取决于输入电压和接头温度；电感直流电阻。
开关频率
AOZ1014开关频率是固定的，由内部振荡器设置。由于器件的变化，实际开关频率可以从350kHz到600kHz。
输出电压编程
输出电压可以通过反馈输出到FB引脚和电阻分压网络来设置。在图1所示的应用电路中。电阻分压器网络包括R和R。通常，设计是通过选取一个固定的R值并用下面的公式计算所需的R1开始的。
表1列出了最常用输出电压值的一些标准值R，R。
R1和R2的组合应足够大，以避免从输出端吸取过多的电流，这将导致功率损失。
由于开关占空比可以高达100%，最大输出电压可以设置为高输入电压减去上PMOS和电感器上的电压降。
保护特性
AOZ1014具有多重保护功能，防止在异常情况下损坏系统电路。
过电流保护（OCP）
感应电感电流信号也用于过电流保护。由于AOZ1014采用峰值电流模式控制，所以COMP引脚电压与峰值电感电流成正比。COMP pin电压内部限制在0.4V和2.5V之间。电感的峰值电流是自动限制周期。
逐周电流限制阈值设置在6A和8A之间。当负载电流达到电流限制阈值时，逐周电流限制电路立即关闭高压侧开关以终止当前占空比。感应器电流停止上升。逐周限流保护直接限制电感峰值电流。由于峰值电感电流的限制，平均电感电流也受到限制。当触发逐周电流限制电路时，输出电压随着占空比的降低而下降。
AOZ1014具有内部短路保护，可在输出短路条件下防止发生灾难性故障。FB引脚电压与输出电压成正比。当FB引脚电压低于0.2V时，触发短路保护电路。结果，转换器被关闭，并且在等于正常开关频率的1/8的频率处打嗝。一旦短路情况消失，变频器将通过软启动启动。在短路保护模式下，电感的平均电流因其低干扰频率而大大降低。
上电复位（POR）
上电复位电路监测输入电压。当输入电压超过4V时，变频器开始工作。当输入电压降到3.7V以下时，变频器将关闭。
热保护
内部温度传感器监测接头温度。当结温超过145℃时，关闭内控电路和高压侧PMOS，当结温降至100℃时，调节器在软启动电路的控制下自动重启。
应用程序信息
基本的AOZ1014应用电路如图1所示。部件选择说明如下。
输入电容器
输入电容器必须连接到AOZ1014的V引脚和PGND引脚，以保持稳定的输入电压并过滤掉脉冲输入电流。输入电容器的额定电压必须大于最大输入电压和纹波电压。
输入波纹电压可由以下方程近似：
由于buck变换器的输入电流是不连续的，因此在选择电容器时，输入电容器上的电流应力是另一个需要考虑的问题。对于降压电路，输入电容电流的均方根值可通过以下公式计算：
如果m等于转换比：
输入电容器均方根电流和电压转换率之间的关系如下图2所示。可以看出，当V为V的一半时，C的电流应力最大。C的最大电流应力为0.5·I。
为了可靠运行和最佳性能，输入电容器的额定电流必须高于Iat的最坏工作条件。陶瓷电容器由于其低ESR和高纹波电流额定值而成为输入电容器的首选。根据应用电路的不同，也可以使用其他低ESR钽电容器。在选择陶瓷电容器时，X5R或X7R型介电陶瓷电容器因其更好的温度和电压特性而成为首选。注意，电容器制造商的纹波电流额定值基于一定的使用寿命。实际设计要求可能需要进一步降低额定值。
感应器
电感器是用来提供恒定的电流输出时，它是由一个开关电压驱动。对于给定的输入输出电压，电感和开关频率共同决定了电感纹波电流，也就是，
电感电流峰值为：
高电感提供低电感纹波电流，但需要较大尺寸的电感以避免饱和。低纹波电流降低电感铁心损耗。它还降低了通过电感和开关的均方根电流，从而减少了传导损耗。通常，电感上的峰间纹波电流设计为输出电流的20%到30%。
选择电感器时，确保即使在最高工作温度下也能处理峰值电流而不饱和。
电感接受降压电路中的最高电流。电感器上的传导损耗需要检查是否符合热效率要求。
Coilcraft、Elytone和Murata提供不同形状和样式的表面贴装感应器。屏蔽电感体积小，辐射电磁干扰小。但它们的价格比无屏蔽电感器还高。选择取决于电磁干扰要求、价格和尺寸。
下表列出了一些典型输出电压设计的电感。
输出电容器
根据直流输出电压额定值、输出纹波电压规格和纹波电流额定值选择输出电容器。
所选择的输出电容器必须具有比包括纹波的最大期望输出电压更高的额定电压规格。长期可靠性需要考虑降级。
输出纹波电压规格是选择输出电容器的另一个重要因素。在buck变换器电路中，输出纹波电压由电感值、开关频率、输出电容值和ESR决定。可通过以下公式计算：
其中C为输出电容值，ESR为输出电容的等效串联电阻。
当采用低ESR陶瓷电容器作为输出电容器时，电容器在开关频率下的阻抗占主导地位。输出纹波主要由电容值和电感纹波电流引起。输出纹波电压计算可简化为：
当开关频率的ESR阻抗占主导地位时，输出纹波电压主要由电容ESR和电感纹波电流决定。输出纹波电压计算可进一步简化为：
为了降低整个工作温度范围内的输出纹波电压，建议使用X5R或X7R介质型陶瓷或其他低ESR钽作为输出电容器。
在buck变换器中，输出电容电流是连续的。输出电容器的均方根电流由电感的峰间纹波电流决定。计算方法如下：
通常，由于低电流应力，输出电容器的纹波电流额定值是一个较小的问题。当降压电感选择很小，电感纹波电流较大时，输出电容会产生过应力。
回路补偿
AOZ1014采用峰值电流模式控制，使用方便，瞬态响应快。峰值电流模式控制消除了输出L&C滤波器的双极效应。大大简化了补偿回路的设计。
采用峰值电流模式控制，buck功率级在频域上可以简化为一极一零系统。极点是主极点，可通过以下公式计算：
由于输出电容及其ESR，零点是ESR零点。其计算方法如下：
其中，CO是输出滤波电容器；RL为负载电阻值；ESRCO是输出电容器。
补偿设计实际上是通过改变变换器的闭环传递函数来获得期望的增益和相位。AOZ1014可以使用几种不同类型的补偿网络。在大多数情况下，连接到COMP管脚的串联电容和电阻网络设置极零点，足以实现稳定的高带宽控制回路。
在AOZ1014中，FB管脚和COMP管脚是内部跨导误差放大器的逆变输入和输出。连接到COMP的串联R和C补偿网络提供一极和一零。
杆子是：
其中，GEA是误差放大器跨导，为200•10-6 A/V；GVEA是误差放大器的电压增益，500伏/伏；CC为补偿电容器。
外部补偿网络电容器C和电阻器R给出的零点位于：
为了设计补偿电路，必须选择目标交叉频率f作为闭环。系统交叉频率是控制回路具有单位增益的地方。交叉频率也称为转换器带宽。通常，较高的带宽意味着对负载瞬态的更快响应。但是，考虑到系统的稳定性，带宽不应该太高。在设计补偿回路时，必须考虑变换器在所有线路和负载条件下的稳定性。
通常，建议将带宽设置为小于开关频率的1/10。AOZ1014在350kHz至600kHz的固定开关频率范围内工作。建议选择小于30kHz的交叉频率。
选择R和C的策略是用R设置交叉频率，用C设置补偿器零。用选择的交叉频率f计算R：
其中，fC是期望的交叉频率；VFB为0.8V；GEA是误差放大器跨导，为200•10-6 A/V；GCS是电流检测电路跨导，为9.02 A/V。
补偿电容器C和电阻R一起构成零。这个零点放在靠近主极点f的地方，但低于所选交叉频率的1/5。C可以通过以下方式选择：
上述方程式也可简化为：
可在上找到一个易于使用的应用软件，该软件有助于设计和模拟补偿回路。
热管理和布局考虑在AOZ1014降压调节器电路中，高脉冲电流流过两个电路回路。第一个回路从输入电容开始，到车辆识别号引脚，到LX引脚，到滤波电感，到输出电容和负载，然后通过接地返回到输入电容。当高压侧开关接通时，电流在第一个回路中流动。第二个回路从电感开始，到输出电容和负载，到肖特基二极管的阳极，到肖特基二极管的阴极。当低压侧二极管打开时，电流在第二个回路中流动。
在PCB版图中，最小化两个回路的面积可以降低电路的噪声，提高效率。强烈建议使用接地平面连接AOZ1014的输入电容器、输出电容器和PGND引脚。
在AOZ1014降压调节器电路中，主要的功率耗散元件是AOZ1014、肖特基二极管和输出电感。变换器电路的总功耗可以用输入功率减去输出功率来测量。
Schottky的功率耗散可以近似为：
其中VFW_Schottky是肖特基二极管正向压降。电感器的功耗可以近似地由电感的输出电流和DCR来计算。
实际结温可用AOZ1014中的功耗和结到环境的热阻抗计算。
最大结温为150℃，限制了最大负载电流能力。请参阅AZZ1014在不同环境温度下的最大负载电流的热额定曲线。
AOZ1014的热性能受PCB版图的影响很大。在设计过程中，用户应格外小心，以确保集成电路在推荐的环境条件下工作。
AOZ1014A是标准的SO-8包装。AOZ1014D是一个热增强DFN封装，它利用底部暴露的热垫将热量传播到PCB金属上。为了获得最佳的电气和热性能，下面列出了一些布局提示。下面的图3演示了AOZ1014A的PCB布局示例。下面的图4演示了AOZ1014D的PCB布局示例。
1、不要使用到车辆识别号（VIN）和PGND引脚的散热连接。倾倒最大的铜面积的PGND引脚和VIN引脚，以帮助散热。
2、输入电容器应尽可能地连接到车辆识别号引脚和PGND引脚。
3、首选地平面。如果不使用接地平面，则将PGND与AGND分开，并仅在一个点连接它们，以避免PGND引脚噪声耦合到AGND引脚。
4、使从LX引脚到L到Co到PGND的电流轨迹尽可能短。
5、在所有未使用的电路板区域上浇注铜平面，并将其连接到稳定的直流节点，如VIN、GND或VOUT。
6、两个LX引脚连接到内部PFET漏极。它们是低电阻的热传导路径和噪声最大的开关节点。将一个铜平面连接到LX引脚以帮助散热。这个铜平面不应该太大，否则开关噪声可能会耦合到电路的其他部分。
7、保持敏感信号跟踪远离LX管脚。
8、对于DFN封装，热垫必须焊接到PCB金属上。当使用多层PCB时，应在热垫上放置4到6个热通孔，并与其他层的PCB金属连接，以帮助散热。
