180点击型号即可查看芯片规格书
特征
高度灵活的双同步开关pwm控制器包括以下模式：–带同相操作的DDR模式信道干扰–90°相移两级DDR模式输入纹波–双独立调节器180°移相完整的DDR内存电源解决方案–VTT跟踪VDDQ/2–VDDQ/2缓冲参考输出低侧mosfet或使用感测电阻器的精密电流传感VCC欠压锁定宽功率输入范围：3至16V卓越的动态响应和电压前馈平均电流模式控制电源良好信号还支持DDR-II和HSTLTSSOP28包
应用
DDR VDDQ和VTT电压产生台式计算机图形卡一般说明：FAN5026脉宽调制控制器提供高效率和两个输出电压可调范围的调节从0.9V到5.5V，为I/O、芯片组供电，以及高性能计算机中的存储库盒子和VGA卡。同步整流有助于在大范围的负载下实现高效率。效率是使用mosfet的rds（on）作为当前感测组件。前馈斜坡调制，平均电流模式控制方案和内部反馈补偿对负载瞬变的快速响应。异相运行180度相移降低了输入电流纹波。这个控制器可以转换成完整的DDR存储器通过激活指定的管脚来提供电源解决方案。在DDR操作模式其中一个通道跟踪另一通道的输出电压并提供输出电流接收器和电源能力-特性对于DDR芯片的正确供电。缓冲引用还提供了这种存储器所需的电压。FAN5026监视这些输出并生成单独的软启动完成时PGX（功率良好）信号输出在设定值的±10%范围内。内置的过电压保护防止输出电压超过设定值的120%。正常操作是过电压条件消失时自动恢复离开。当在此输出的软启动序列已完成。可调过电流功能通过感应通过较低的mosfet的电压降。如果需要精密电流感应，可以选择使用外部电流感应电阻器。
电路说明：概述FAN5026是一种多模式、双通道的PWM控制器，用于图形芯片组、SDRAM、DDR DRAM或其他低输出电压电源在PC、VGA中的应用卡片和机顶盒。集成电路集成了控制电路用于两个同步降压变换器。输出电压每个控制器可以设置在0.9V至5.5V的范围内。外部电阻分压器。这两个同步降压转换器可以从不受控制的直流电源（如笔记本电池）电压范围为5.0V至16V，或3.3V至5V的系统导轨。在任一操作模式下，IC有+5V电源的偏压。pwm调制器使用输入电压前馈的平均电流模式控制，以简化反馈回路补偿和改进了生产线管理。两个pwm控制器都有集成反馈回路补偿减少外部组件的数量。该FAN5026可以配置为作为一个完整的操作DDR解决方案。当DDR引脚设置为高时，第二个通道可以提供跟踪输出电压的能力。第一频道的。防止PWM2转换器如果DDR引脚设置为高，则进入滞后模式。在DDR模式，缓冲参考电压（缓冲电压提供了DDR存储芯片所需的REF2引脚通过PG2引脚。因为电流极限的公差很大程度上取决于对于外部电阻的比率，如果RSENSE开关节点侧的电压降是负载电流的精确表示。当使用mosfet作为敏感元件，rds的变化（on）导致iSN成比例变化。这个值不是只因设备而异，但也有一个典型的结温系数约为0.4%/℃（参考实际值的mosfet数据表），所以实际值电流极限设定值将随着mosfet芯片温度的升高而成比例降低。当前系数为1.6极限设定值应补偿所mosfet rds（开）变化，假设mosfet的热沉将保持其工作模具温度低于125°C。
通过使用电阻可以实现更精确的传感。（r1）代替图中所示的场效应晶体管的rds（on）11。这种方法会造成更高的损失，但会产生更大的收益VDroop和iLimit的准确性。r1为低值（例如10MΩ）电阻器。电流限制（Ilimit）应设置得足够高，以便允许电感电流响应于输出负载而上升短暂的通常，系数1.3就足够了。此外,因为Ilimit是一个峰值电流截止值，我们需要将iLoad（max）乘以电感纹波电流（我们将使用25%）闸门驱动器部分自适应门控制逻辑转换内部pwm控制信号输入mosfet栅极驱动信号提供必要的放大、水平移动和穿透保护。此外，它还具有帮助优化集成电路的功能在各种工作条件下的性能。因为mosfet的开关时间可以从输入电压，门控制逻通过监测上下mosfet的栅源电压，提供自适应死区时间。这个在上一个mosfet的栅极源电压降低到更低之前，下一个mosfet驱动不会打开大于约1伏。同样，上面的mosfet是直到低电压的门到源电压mosfet已经降低到大约1伏以下。这使得各种各样的上下mosfet使用时不考虑同时传导，或射穿。必须有一个低电阻，低电感的通路在驱动器引脚和mosfet栅极之间，使自适应死区电路正常工作。任何延误路径将从自适应生成的延迟中减去可能会出现死区电路和击穿。频率环补偿由于实现了电流模式控制，调制器在负载确定的频率下具有-1斜率的单极响式中，ro为负载电阻，co为负载电容。为此类型调制器，类型2补偿电路通常是足够的。减少外部组件的数量简化了设计任务，该pwm控制器具有内部补偿误差放大器。放大器及其响应电流模式调制器和转换器。2型除了原点的极点外，放大器还有一个零极点一对，在零和极点。该区域还与相位“bump”或“reduced”相关联相移。相移减少量取决于平坦增益区域的宽度，最大值为90度。为了进一步简化转换器补偿，调制器增益与输入电压无关通过向振荡器提供车辆识别号的前向变化斜坡。
零频率，放大器高频增益和选择调制器增益以满足大多数典型应用。交叉频率将出现在其中调制器衰减等于放大器高频率增益。系统设计器必须执行的唯一任务完整的是指定输出滤波器电容器的位置十年内某个地方的负荷主极低于放大器的零频率。有了这种补偿由于零极点，很容易获得足够的相位裕度配对相位“boost”。只有当主荷载磁极在频率上的位置太靠左边了轴由于输出滤波器电容过大。在这种情况下，在10KHz…50KHz范围内的ESR零点给出一些额外的“增强”阶段。幸运的是，在移动应用中，保留输出电容器的趋势正好相反尽可能小。如果要求较大的电感值或较低的ESR值应用，额外的相位裕度可以通过以下方式实现在lc交叉频率处置零。这可以通过反馈电阻上的电容器实现保护变频器输出受到监控和保护极端过载、短路、过电压和欠电压条件。输出持续过载将PGX引脚设置为低锁定整个芯片。操作可以恢复循环VCC电压或通过切换EN引脚。如果VOUT低于欠压阈值，芯片立即关闭。过电流感应如果电路的电流限制信号（“ILIM DET”，在时钟周期开始时处于高位，脉冲跳过电路被激活，HDRV被抑制。在接下来的8年里，电路继续以这种方式跳变时钟周期。如果在9点到16点的任何时候循环，再次达到“ILIM DET”，设置过电流保护闩锁，禁用芯片“ILIM DET”没有在循环9和16之间发生，恢复正常运行过电流电路自动复位。功率mosfet的选择mosfet中的损耗是其开关（psw）和传导（pcond）损耗。在典型应用中，fan5026转换器的输出相对于输入电压而言，电压较低，因此较低的mosfet（q2）正在为循环的大部分时间。因此，应选择q2以最小化传导损耗，从而选择具有以下特性的mosfet低RDS（ON）。相比之下，高侧mosfet（q1）具有更短的占空比，因此它的传导损耗影响。然而，第一季度出现了大部分的开关损耗，所以Q1的主要选择标准应该是门电荷。高边损mosfet的开关间隔，其中上图为漏极上的电压和电流源和下面的图表详细说明了vg与时间的关系恒定电流为栅极充电。因此x轴是也代表门电荷（QG）。CISS=CGD+CGS，它控制T1，T2和T4的时间。CGD接收电流在T3期间（VDS下降时）从门驱动器发出。电荷（QG）参数是-可或可从MOSFET数据表中得到。假设开关损耗在出现上升沿和下降沿，即Q1的开关损耗当mosfet有电压时穿过它。
布局注意事项开关变换器，即使在正常工作时，产生短脉冲电流，如果布局限制未观察到。DC-DC中有两组关键组件转换器。开关电源组件处理大高速率下的能量，是噪声发生器。负责偏置和反馈功能的低功率元件对噪声敏感。建议使用多层印刷电路板。为地平面指定一个实体层。奉献另一个固体层作为一个动力层并破坏这个平面变成更小的共同电压等级的孤岛。注意所有受到高dv/dt电压的节点例如，sw、hdrv和ldrv。所有周围的电路将倾向于耦合来自这些节点通过杂散电容。不要太大连接到这些节点的铜线。不要留下痕迹连接到与之相邻的反馈组件踪迹。不建议在这些信号上使用高密度互连系统或微通孔。使用盲孔或埋孔应限制在低电流范围内只有信号。正常热通孔的使用留给设计师的自由裁量权。保持从集成电路到mosfet栅极的布线轨迹源尽可能短，能够处理峰值电流为2A。尽量减小栅极源内的面积降低杂散电感消除寄生的途径门前响起。定位小的关键部件，如软启动电容器以及电流感测电阻器，尽可能靠近集成电路的各个管脚。FAN5026采用先进的包装技术铅距为0.6mm。高性能模拟利用窄铅间距的半导体可能需要压水堆设计和制造中的特殊考虑。保持该区域的适当清洁至关重要围绕着这些设备。不建议使用任何松香或酸芯焊料的类型，或助焊剂的使用制造或修补过程可能导致腐蚀或产生电迁移和/或涡流敏感低电流信号附近的电流。什么时候？像这样的化学物质在PWB上或附近使用建议清洗并干燥整个压水舱完全在通电之前。
