ADC08831/ADC08832是8位连续的具有3线串行接口和可配置输入多路复用器的近似模数转换器两个频道。串行I/O将连接到警察系列微控制器，PLD，微处理器、数字信号处理器或移位寄存器。连续剧I/O配置为符合Microwire串行数据交换标准。
为了最小化总功耗，ADC08831/ADC08832自动进入低功耗当他们不执行时，电源模式转换。跟踪/保持功能允许正输入端的模拟电压在实际A/D期间变化转换。模拟输入可以配置为在单端、差分或伪微分模式。电压参考输入可以调整，以允许编码小模拟电压的量程为8位分辨率。
功能描述
多路复用器寻址
这些转换器的设计采用了一个内置采样保持的比较器结构，该结构提供一个差分模拟输入，通过逐次逼近程序进行转换。实际转换的电压始终是指定的“+”输入端子和“-”输入端子之间的差值。每对输入端子的极性表示转换器期望的最正极的线路。如果指定的“+”输入电压小于“-”输入电压，则转换器将以全零输出代码响应。
一个独特的输入多路复用方案已被用来提供多个模拟通道与软件可配置的单端或差分操作。这种输入灵活性大大简化了基于传感器的数据采集系统所需的模拟信号调节。现在，一个转换器包可以处理接地参考输入、差分输入以及具有任意参考电压的信号。在开始转换之前，在mux寻址序列期间分配特定的输入配置。MUX地址选择要启用的模拟输入，以及该输入是单端还是差分输入。除了选择差模外，还可以选择极性。通道0可以选择为正输入，通道1可以选择为负输入，反之亦然。ADC08832的MUX寻址码说明了这种可编程性。
mux地址通过di线转移到转换器中。由于ADC08831只包含一个具有固定极性分配的差分输入通道，因此不需要寻址。由于输入配置受软件控制，因此可以在每次转换之前根据需要进行修改。一个通道可以被视为一个转换的单端接地参考输入；然后它可以被重新配置为另一个转换的差分通道的一部分。每个通道的模拟输入电压可以从地面以下50mV到VCC以上50mV（通常为5V），而不会降低转换精度。
数字接口
这些转换器的一个最重要的特点是它们与控制处理器的串行数据链路。使用串行通信格式提供了两个非常重要的系统改进。它允许许多功能包含在一个小的包中，它可以通过将转换器定位在模拟传感器上，将高噪声免疫数字数据传输回主处理器，从而消除低电平模拟信号的传输。
要了解这些转换器的操作，最好参考时序图和ADC08832功能框图，并遵循完整的转换顺序。为了清楚起见，为每个设备显示了单独的时序图。
1、通过将CS（芯片选择）线拉低来启动转换。在整个转换过程中，此行必须保持低位。转换器现在正在等待起始位及其mux赋值字（如果适用）。
2、在时钟的每个上升沿上，（di）行中的数据的状态被计时到mux地址移位寄存器中。起始位是此行出现的第一个逻辑“1”（忽略所有前导零）。在起始位之后，转换器期望接下来的2位是mux赋值字。
3、当起始位被移到mux寄存器的起始位置，并且输入通道被分配时，转换即将开始。自动插入1/2时钟周期的间隔（在没有发生任何事情的情况下），以允许所选mux通道稳定到最终模拟输入值。此时禁用DI线。它不再接受数据。
4、数据输出（do）线现在脱离三态，并为mux的这一个时钟周期提供前导零。
5、在转换过程中，sar比较器的输出指示模拟输入是否大于
（高）或小于（低）从额定电容器阵列（前5位）和电阻阶梯（后3位）内部产生的一系列连续电压。在每次比较之后，比较器的输出被发送到clk下降沿上的do行。此数据是转换被移出（首先是msb）的结果，处理器可以立即读取。
6、在8个时钟周期之后，转换完成。
7、逐次逼近寄存器中存储的数据被加载到内部移位寄存器中。数据lsb first在msb第一个数据流之后自动移出do行。然后do行变低并保持低位，直到cs返回高位。ADC08831是一个例外，因为其数据仅以msb first格式输出。
8、di和do线可以捆绑在一起，并通过一根线的双向处理器i/o位进行控制。这是可能的，因为di输入仅在mux寻址间隔期间被“观察”，而do线仍处于高阻抗状态。
降低功耗
ADC08831的工作频率可达2兆赫，约181 ksps。在5V电源下，当CS为逻辑低电平时，其功耗约为1.7毫安或8.5毫瓦。ADC08831具有低功耗模式，可将总功耗降至最低。当芯片选择断言逻辑高，一些模拟电路和数字逻辑被拉到一个静态的，低功耗的条件。另外，dout，输出驱动器进入三态模式。为了优化静态功耗，需要特别注意数字输入逻辑信号：clk、cs、di。每个数字输入在VCC和GND之间有一个大的CMOS缓冲区。传统的TTL电平高（2.4V）足以使每个输入读取逻辑“1”。然而，在每个输入端可能有一个很大的VIH到VCC电压差。这样的电压差会导致静态功耗，即使芯片选择引脚很高，而部件处于低功耗模式。因此，为了最小化静态功耗，建议所有数字输入逻辑电平应等于转换器的电源。各种cmos逻辑特别适合这种应用。
ADC08831上的参考引脚不受断电模式的影响。为了在非转换期间减少静态参考电流，有两个选项。首先，一个低电压的外部基准（即，可以使用2.5V）。一个并联参考，如LM385-2.5，可以由一个逻辑门供电，这个逻辑门是CS上信号的倒数。当cs高时，参考关闭。作为第二种选择，可以使用外部低通电阻开关。
ADC08832与ADC08831相似，只是其参考源是VCC。当CS为逻辑高时，ADC08832确实进入低功耗模式，因为模拟和数字逻辑进入静态电流模式。但是，无论CS上的信号如何，都会发生来自参考梯形图的功耗
参考因素
应用于这些转换器的参考输入的电压vref定义了模拟输入的电压范围（256个可能的输出代码所适用的vin（max）和vin（min）之间的差值）。这种装置既可用于比率测量应用，也可用于要求绝对精度的系统。参考引脚必须连接到一个电压源，该电压源能够驱动低至2.8kΩ的参考输入电阻。该管脚是用于逐次逼近转换的电阻分压器串和电容器阵列的顶部。
在比率测量系统中，模拟输入电压与A/D参考电压成正比。该电压通常是系统电源，因此VREF引脚可以连接到VCC（在ADC08832内部完成）。当模拟输入和A/D参考同时移动时，该技术放宽了系统参考的稳定性要求，在给定的输入条件下保持相同的输出代码。
对于绝对精度，当模拟输入在非常特定的电压限制之间变化时，可以使用时间和温度稳定的电压源对参考管脚进行偏置。LM385、LM336和LM4040参考二极管是与这些转换器一起使用的良好的低电流器件。
参考电压的最大值仅限于VCC电源电压。然而，最小值可以非常小（见典型性能特征），以允许传感器输出的直接转换，提供小于5V的输出跨度。由于转换器的灵敏度增加（1lsb等于vref/256），因此在以减小的跨度运行时，必须特别注意噪声拾取、电路布局和系统误差电压源。
模拟输入
这些转换器最重要的特点是，它们可以位于模拟信号源，通过几根电线就可以与具有高抗噪声串行位流的控制处理器通信。这本身极大地减少了电路，以保持模拟信号的准确性，否则最容易受到噪声拾取。然而，对于模拟输入，如果输入在开始时有噪声，或者可能在很大的共模电压上有噪声，则有几个字是顺序的。
这些转换器的差分输入实际上减少了共模输入噪声的影响，共模输入噪声是一种信号，对于一个转换来说，对所选的“+”和“-”输入都是公共的（60赫兹是最典型的）。采样“+”输入和“-”输入之间的时间间隔是时钟周期的1/2。在此短时间间隔内，共模电压的变化会导致转换错误。对于正弦共模信号，该误差为：
哪里：其中fcm是共模信号的频率；Vpeak是其峰值电压值；fclk是A/D时钟频率（1）
为了使60Hz共模信号在转换器以250kHz运行时产生1/4 LSB误差（5mV），其峰值必须为6.63V，当其超过最大模拟输入限制时，其值将大于允许值。
源电阻限制对于输入多路复用器的直流泄漏电流很重要。如果电源电阻大于1kΩ，则不应使用旁路电容器。最坏情况下，超过温度±1μA的泄漏电流将产生1KΩ源电阻的1MV输入误差。如果需要高阻抗信号源，运放rc有源低通滤波器可以提供阻抗缓冲和噪声滤波。
样品和保持
ADC08831/2提供内置采样并保持以获取输入信号。采样保持可以在单端或伪差分模式下采样输入信号。
输入运算放大器
当用运放驱动模拟输入时，运放必须在允许的时间内稳定下来。为了达到全采样率，模拟输入应使用低阻抗源（100Ω）或高速运算放大器（如LM6142）驱动。更高的阻抗源或更慢的运算放大器可以很容易地适应，允许更多的时间为模拟输入解决。
源电阻
ADC08831/2的模拟输入看起来像13pF电容器（CIN）与300Ω电阻（RON）串联。在每个转换周期中，CIN在选定的“+”和“-”输入之间切换。大的外部源电阻将减缓输入的稳定。重要的是，整个RC时间常数要足够短，以允许模拟输入完全稳定。
电路板布局考虑、接地和旁路：
ADC08831/2易于使用，并考虑了一些电路板布局。它们应与模拟接地平面和单点接地技术一起使用。接地引脚应直接系在地平面上。
电源引脚应通过表面安装或陶瓷电容器（引线尽可能短）绕过接地平面。所有模拟输入应直接参考单点接地。数字输入和输出应屏蔽参考和模拟电路，并远离参考和模拟电路。
可选调整
零误差
A/D的偏移量不需要调整。如果最小模拟输入电压值vin（min）未接地，则可以进行零偏移。通过在该车辆识别号（最小）值处偏置任何车辆识别号（负极）输入，转换器可以输出该最小输入电压的0000 0000数字代码。这利用了A/D的差模操作。
A/D转换器的零误差与传递函数的第一个提升管的位置有关，可以通过将车辆识别号（－）输入接地并对车辆识别号（vin）输入施加小幅度正电压来测量。零误差是仅使输出数字代码从0000转换到0000 0001所需的实际直流输入电压与理想的1/2 LSB值（对于VREF，1/2 LSB=9.8mV）之间的差值=5.0 0VDC）。
满刻度
满标度调整可通过施加差分输入电压（从所需模拟满标度电压范围降低1.5 lsb），然后调整从1111110到1111111的数字输出代码的vref输入（或adc08832的vcc）的大小来进行。
任意模拟输入电压范围的调整
如果A/D的模拟零电压从地面移开（例如，为了适应不接地的模拟输入信号），则应首先正确调整新的零参考。在选定的“+”输入端施加等于该所需零参考电压加上1/2 LSB（其中，使用1 LSB=模拟量距/256计算所需模拟量距的LSB）的一个vin（+）电压，然后应调整相应“-”输入端的零参考电压，以获得00hex到01hex的代码转换。
应[在施加适当的车辆识别号（－）电压]的情况下，对车辆识别号（－）输入施加一个电压，该电压由以下给出：
哪里：vmax=模拟输入范围的高端；vmin=模拟范围的低端（偏移零点）；（均为地面参考。）
然后调整vrefin（或vcc）电压，以提供从fehex到ffhex的代码更改。这就完成了调整过程。
动态性能
在需要波形采样和数字化的应用中，动态性能规范通常很有用。通常，存储器缓冲器用于捕获用于后处理的连续数字输出流。捕获功率为2的多个样本（即102420484096）允许使用快速傅立叶变换（fft）对信号的频率成分进行数字分析。根据应用情况，可以应用进一步的数字滤波、加窗或处理。
抽样率
采样率，有时称为吞吐量率，是由模数转换器重复采样之间的时间。采样率包括转换时间以及其他因素，例如mux设置时间、采集时间和接口时间延迟。通常，采样率以每秒在最大模数转换器时钟频率下采集的样本数来指定。频率超过奈奎斯特频率（采样率的1/2）的信号将被混叠成低于奈奎斯特频率的频率。为了防止信号退化，在比输入信号高两倍（或更多）的位置采样和/或在前端使用低通（抗混叠）滤波器。以比输入信号高得多的速率采样将降低抗混叠滤波器的要求。有些应用要求对输入信号进行欠采样。在这种情况下，人们期望基波被混叠到奈奎斯特频率以下的频率范围内。为了确保频率响应准确地表示基波的谐波，应在感兴趣的输入范围内使用带通滤波器。
信噪比
信噪比（SNR）是基波的均方根值与所有非基波信号（不包括谐波）的均方根值之和的比值，高达采样频率（奈奎斯特）的1/2。
总谐波失真
总谐波失真是谐波振幅的均方根和与基本输入频率的比值。
其中v1是基波的均方根振幅；v2、v3、v4、v5、v6是单个谐波的均方根振幅。
理论上，所有谐波都包含在thd计算中，但实际上只有前6个谐波做出了重大贡献，需要测量。
对于欠采样应用，输入信号应经过带通滤波（bpf），以防止带外信号或其谐波出现在频谱响应中。
模数转换器的直流线性传递函数往往会影响主谐波。抛物线型线性曲线倾向于产生二阶（偶数）谐波，而s型曲线倾向于产生三阶（奇数）谐波。直流线性误差的大小与谐波的大小有关。
信噪比和失真
信噪比和失真比（sinad）是所有非基波信号（包括噪声和谐波）的均方根值与均方根值之和的比值，最大为采样频率（nyquist）的1/2，不包括直流电。
sinad还取决于波形采样过程中使用的a/d转换器中的量化电平的数量。量化水平越高，量化噪声和理论噪声性能越小。n位模数转换器的理论sinad为：sinad=（6.02n+1.76）db。因此，对于8位转换器，理想的sinad=49.92 db
有效位数
有效比特数（enob）是量化动态性能的另一个规范。enob的方程式如下：
有效比特数描述了若干误差的累积效应，包括量化、非线性、噪声和失真。
无杂散动态范围
无杂散动态范围（sfdr）是指信号振幅与最高谐波或杂散噪声分量的振幅之比。如果振幅为满标度，则规范仅为峰值谐波或杂散噪声的倒数。
应用
