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特征
光纤光电二极管接口优化；50多年来的测量；从10毫安到1毫安的法律一致性0.1分贝；单电源或双电源操作（总电压3V至12V）全对数比能力；标称斜率为10 mV/dB（200 mV/decade）；标称截距为1 nA（由外部电阻设置）坡度和截距的可选调整；完整且温度稳定；给定电流水平的快速响应时间；微型16芯芯片秤（LFCSP 3 mm×3 mm）；低功耗：~5mA静态电流。
应用
光功率测量；宽范围基带对数压缩；电流电压比测量；光吸收测量。
一般说明
AD8305[1]是一种廉价的微型对数转换器，用于确定光纤系统中的光功率。它使用了一个先进的实现经典的音译（基于连接）技术，以一个多用途和易于使用的形式提供一个大的动态范围。单电源电压在3V到12V之间是足够的；可以选择使用双电源。低静态电流（通常为5毫安）允许在电池供电的应用中使用。
施加在输入管脚上的10毫安到1毫安的输入电流IPD是最佳比例NPN晶体管的集电极电流，它将该电流转换成具有精确对数关系的电压（VBE）。第二个这样的转换器用于处理施加到pin IREF的参考电流（IREF）。这些输入节点略高于地面（0.5 V）。这通常适用于不需要接地的光电二极管应用。类似地，在产生IREF时，很容易考虑到这种偏置电压。对数前端的输出可在Pin VLOG上获得。
该输出的基本对数斜率名义上为200 mV/decade（10毫伏/分贝）。因此，100db范围对应于1v的输出变化。当该电压（或缓冲器输出）被施加到允许使用外部参考电压的ADC时，可以使用Pin VREF处的2.5v的AD8305电压参考输出来提高缩放精度。合适的adc包括AD7810（串行10位）、AD7823（串行8位）和AD7813（并行、8位或10位）。对数斜率的其他值可以使用简单的外部电阻网络提供。
对数截距（也称为参考电流）名义上通过使用外部产生的10μA电流IREF定位在1毫安，IREF由一个200 kΩ电阻提供，该电阻连接在VREF（电压为2.5 V）和参考输入IREF（电压为0.5 V）之间。通过改变该电阻，截距可以在很宽的范围内进行调整。AD8305也可以在对数比模式下工作，分子电流应用于输入，分母电流应用于IREF。
提供一种缓冲放大器，用于驱动大量负载，用于将10mv/dB的基本斜率提高到更高的值，用作精密比较器（阈值检测器），或用于实现低通滤波器。其轨对轨输出级可在正负电源轨100mv范围内摆动，峰值电流源容量为25ma。
小信号带宽随电流电平的减小而减小，低频噪声谱密度的增大而增大，是超线性对数变换器的一个基本方面。在10na电平下，AD8305的带宽约为50khz，并且与IPD成比例地增加，最大值约为15mhz。利用缓冲放大器可以实现高达三极的低通滤波器，解决低电流下噪声水平的增加问题。
AD8305可在16引线LFCSP封装中使用，并指定在-40°C至+85°C的温度下运行。
典型性能特征
V=5V，V=0V，R=200KΩ，T=25°C，除非另有说明。
总体结构
AD8305解决了各种各样的接口条件，以满足光纤监控系统的需要，并且在许多非光学应用中也很有用。这些注释解释了这种独特的笔译对数放大器的结构。图33是显示关键元素的简化示意图。
光电二极管电流I在Pin输入端接收。由于JFET运算放大器的低偏置电压，该节点的电压基本上等于两个相邻保护管脚（VSUM和IREF）上的电压。晶体管Q1将输入电流I转换为对应的对数电压，如等式1所示。在通常的单电源电压情况下，要使Q1的集电极产生偏压，需要V的有限正值。内部设置为0.5 V，即引脚VREF上出现的2.5 V参考电压的五分之一。VSUM引脚的电阻名义上为16 kΩ；该电压不是一般的偏压源。
AD8305还支持在引脚VNEG处使用可选的负电源电压V。当V为-0.5v或更负时，VSUM可接地；因此，INPT和IREF假定该电位。这允许作为一个电压输入对数转换器的操作，包括一个串联电阻在其中一个或两个输入。注意，需要调整电阻设置I以保持截距值。还应注意的是，现在Q1和Q2的集电极-发射极电压为全V，并且由于自加热而产生的影响会在较大的输入电流下引起误差。
将Q1的输入相关V与在I下工作的第二晶体管Q2的参考V进行比较。这是在外部产生的，建议值为10μa。但是，在几十年范围内的其他值可以在法律一致性略有下降的情况下使用（见图3）。
理论
BJT（双极结晶体管）的基极发射极电压可以用方程式1表示，它立即显示了其基本对数性质：
其中：IC为其集电极电流，是一个定标电流，通常只有10-17 a。
kT/q是热电压，与绝对温度（PTAT）成正比，在300k时为25.85mv。
电流I从来没有被精确定义，并且表现出更强的温度依赖性，在-35°C和+85°C之间变化约十亿倍。因此，要使用BJT作为精确的对数元素，必须消除这两种温度依赖性。
匹配的一对bjt（一个在光电二极管电流I下工作，另一个在参考电流I下工作）的基极发射极电压之间的差可以写为：
因此，方程1中出现的不确定且与温度有关的饱和电流IS已被消除。为了消除kT/q的温度变化，这种差分电压被基本上是模拟分压器处理。实际上，它把一个变量放在等式2下。这个过程的输出，也包括从电压模式到电流模式的转换，是一个中间温度校正电流：
其中I是一个精确的、温度稳定的定标电流，它决定了函数的斜率（每十年的电流变化）。对于AD8305，I为44μA，因此对于I和I的所有值，与温度无关的斜率为44毫安/十年。该电流随后转换回电压模式输出，V，标度为200毫伏/十年。
很明显，对于I=I，该输出应为零，对于较小的输入电流值，该输出应为负。为了避免这一点，我需要尽可能小的最小值的I。然而，这是不切实际的使用这样一个小的参考电流为1纳。因此，当Pin VRDZ直接连接到VREF时，向V添加偏移电压以将其向上移动0.8v。这将使截距向左移动40年，从10μA到1 nA：
其中I是截流的操作值。若要禁用此偏移，应将管脚VRDZ接地，然后截距I仅为I。由于I<I的值会导致负VLOG，因此需要具有足够值的负电源来适应这种情况（请参阅使用负电源部分）。
电压V是通过将I施加到4.55 kΩ的内阻上而产生的，内阻由6.69 kΩ电阻与接地之间的并联组合和14.2 kΩ电阻与VRDZ引脚之间的并联组合而成。当VLOG管脚被卸下，截距重新定位被接地VRDZ禁用时，输出电流，I在VLOG管脚处产生电压
其中V=200 mV/十年，或10 mV/dB。请注意，VLOG上的任何电阻负载都会降低此斜率，并且由于船上电阻的可变性，也会导致整体标度不确定性。因此，不建议采用这种做法。
VLOG当使用双电源（V和V）时，也可能在地下摆动。当V=-0.5v或更大时，输入引脚INPT和IREF现在可以通过简单地接地VSUM定位在地面。
管理截距和坡度
当使用单一电源时，VRDZ应直接连接至VREF，以允许在整个五年输入电流范围内运行。如前所述，这将在VLOG管脚处引入0.8v的精确偏移电压，相当于40年，从而产生一个对数传递函数，可以写成：
因此，有效截获电流I仅为I的十分之一，当使用推荐值I＝10毫安时，对应于1毫安。
通过在VLOG管脚上安装一个电阻可以减小斜率。鉴于船上电阻器与附加电阻的比例不正确，强烈建议不要这样做。此外，很少有人想降低10毫伏/分贝的基本斜率；如果需要，应在缓冲器的低阻抗输出下进行，以避免这种失调，并允许使用更高的斜率。
AD8305缓冲器本质上是一个非承诺运算放大器，具有轨对轨输出摆幅、良好的负载驱动能力和大于12MHz的单位增益带宽。除了允许引入增益外，使用标准反馈网络并由此增加斜坡电压V，缓冲器还可用于实现多极低通滤波器、阈值检测器和各种其他功能。关于这些的更多细节可以在AD8304数据表中找到。
响应时间和噪声考虑
AD8305的响应时间和输出噪声基本上是信号电流I的函数。对于小电流，带宽与I成正比，如图15所示。输出低频电压噪声谱密度是I的函数（图17），对于较小的I值也会增加。有关跨线对数放大器的噪声和带宽性能的详细信息，请参阅AD8304数据表。
电源顺序
一些应用可能导致在AD8305通电之前存在大的输入信号电流（>1毫安）。在这种情况下，建议实现电源排序，使得AD8305在光电二极管或电流源之前通电。
在那些不可能实现电源排序的应用中，VSUM应该由低阻抗源从外部驱动。在低阻抗双源不易获得的应用中，可以使用图34所示的电路。
图34中使用的2N2907晶体管是一种常见的PNP型开关晶体管。R和R的选择使得晶体管底部的电压为~0.5v。
一般情况下，V×[R/（R+R）]应约等于0.5 V。设置R=5 kΩ和R=1 kΩ，会导致正常运行下3 V电源的额外静态电流为500μA。通过选择比2N2907具有更高β的晶体管，可以将更大的电阻值用于该分压器网络。
给定一个典型的0.7V电压，当AD8305关闭并且正在应用一个大的输入信号时，VSUM处的电压为~1.2V。一旦AD8305通电，VSUM处的电压被拉低至其标称值0.5 V。图34中的电路在AD8305的整个温度范围内测试3 V至5 V的正极电源。C、 R是组成是11输入补偿网络和C是VSUM上推荐的旁路电容器。
如果板空间限制外部电路的数量AD8305可以消除图34中的晶体管，并将电阻分压器直接连接到VSUM。在这种情况下，VSUM和INPT处的偏置电压由为分配器选择的电阻值设置，而不是由AD8305的内部偏置设置。
应用
AD8305易于在光学监控系统中使用，并且在类似的情况下，宽范围电流将被转换为其对数等效电流，其以分贝表示。测量单个电流输入的基本连接如图35所示，其中还包括各种非必要组件。
VREF和INPT引脚之间的2v电压差与外部200 kΩ电阻器R一起向引脚IREF提供10μa的参考电流I。将引脚VRDZ连接到VREF可将VLOG处的电压提高0.8v，有效地将截获电流I降低104倍，使其定位在1na。对于I，可以使用范围广泛的其他值，从小于100 nA到大于1 mA。这些变化的影响如图5所示。
在估计截距的稳定性时，必须考虑R中的任何温度变化。此外，当使用非常低的I值时，总噪声增加。在固定截距应用中，使用大参考电流几乎没有好处，因为这只会压缩从单个电源操作时动态范围的低电流端，此处显示为5 V。建议在VSUM和接地之间使用电容器，以最小化此节点上的噪声，并帮助提供干净的参考电流。
由于VLOG的基本标度为0.2v/decade，缓冲输出端4v的振荡对应20年，因此通常需要提高斜率以更好地利用轨对轨电压范围。为了便于说明，图35中的电路提供了0.5 V/十年（25 mV/dB）的总斜率。因此，使用I=10μA，V从I=10 nA时的0.2 V运行到I=1 mA时的1.4 V，而缓冲输出从0.5 V运行到3.5 V，对应于120 dB的动态范围（电，即60 dB光功率）。
从VLOG到接地的可选电容器与该引脚的4.55 kΩ电阻组合形成单极低通滤波器。例如，使用10nf的C，-3db角频率为3.5khz。这种滤波在最小化输出噪声方面很有用，特别是当我很小的时候。多极滤波器在降低总噪声方面更有效；AD8304数据表中提供了示例。
整个输入系统的动态响应受两个输入端（INPT，IREF）接地的外部RC网络的影响。这些是在整个电流范围内稳定输入系统所必需的。由于极频的广泛变化，带宽随输入电流的变化而变化。RC网络在输入系统中增加一个零，以确保在整个输入电流水平范围内的稳定性。图35所示的网络值通常足够，但当光电二极管电容较高时，可能需要进行一些实验。
尽管两个电流输入相似，但在电流（<100 nA）和温度（<0°C）的极端条件下操作参考输入时需要小心。建议将RC网络修改为4.7 nF和2 kΩ，以便在-40°C下测量10 nA。通过在代表性电流水平下检查I中扰动的瞬态响应，可以调整电容器值，以提供具有可接受沉降的快速上升和下降时间。要微调网络零点，应调整电阻值。
校准
AD8305的标称斜率和截距分别为200 mV/decade和1 nA。这些数值是未经修正的，仅斜率随温度变化就可能高达7.5%。因此，建议进行简单的校准，以提高精度。
图36显示了使用两点校准方法时精度的提高。要执行此校准，在10毫安至1毫安的线性工作范围内施加两个已知电流I和I。分别测量得到的输出，V和V，并计算斜率m和截距b。
使用两个已知的光功率P和P执行相同的校准。这允许校准整个测量系统，同时提供入射光功率和V电压之间的简化关系。
图36中的未校准误差线是在假设测量输出的斜率为200 mV/decade的情况下生成的，而实际上它是194 mV/decade。对这种差异的校正使测量误差降低了3分贝。
使用负电源
AD8305的大多数应用只需要3.0V到5.5V的单电源。然而，为了提供更多的通用性，可以使用双电源，如图37所示。
当输入晶体管（图33中的Q1）在其发射极上具有足够的负偏压时，负电源V的使用允许求和节点被放置在地平面上。当V=-0.5 V时，Q1和Q2的V与VSUM接地时的默认情况相同。这种偏差不需要精确，可以使用定义不明确的源。
然而，源需要能够支持静态电流以及INPT和IREF信号电流。例如，利用约0.7v的正向偏置结电压或略高于0.5v的肖特基势垒电压可能是方便的。电源对动态范围和精度的影响如图10所示。
在求和节点接地的情况下，AD8305现在可用作分子输入、输入或分母输入IREF处的电压输入对数放大器，方法是从电压源向相关管脚插入适当比例的电阻器。小输入电压的整体精度受到JFET运算放大器输入端电压偏移的限制。
使用负电源还允许输出在地下摆动，从而允许截距对应于I的中间值。然而，电压V仍参考ACOM引脚，虽然在默认工作条件下不摆动负电压，但可以自由地这样做，因此，将一个电阻从VLOG加到负电压供给降低了VLOG的所有值，从而提高了截距。这种方法的缺点是由于外部电阻的分流而降低了斜率，而片内电阻和片外电阻的比值定义不明确，导致了斜率和截距的误差。
对数比应用
通常需要确定两个电流的比率，例如，在吸光度测量中。这些通常用于评估无源光学元件的衰减，例如光学滤波器或可变光学衰减器。在这些情况下，参考检测器用于测量进入部件的入射功率。然后，使用第二个探测器测量现有功率，并计算该比率以确定衰减系数。由于AD8305基本上是一种比率测量装置，分子和分母（分别为I和I）的测井系统几乎相同，因此它可以大大简化此类测量。
图38说明了在光吸收率测量中的AD8305对数比能力。这里使用参考检测器二极管提供与光学参考功率水平成比例的参考电流I。第二个检测器测量与I成比例的发射信号功率。AD8305计算这两个电流比率的对数，如等式11所示，并在等式12中用功率项重新表示。这两个方程都包含了通过pin VRDZ施加到V的输出偏移引入的10000的内因子。如果方程4中所示的真（非偏移）对数比是首选的，则VRDZ应固定以消除偏移。如前所述，在引脚VNEG处使用负电源允许V和缓冲器输出在地下摆动，还允许将输入引脚INPT和IREF设置为地电位。因此，AD8305也可用于确定两个电压的对数比。
图38还说明了如何使用两个外部电容器和一个电阻器实现二阶Sallen键低通滤波器。这里，角频率被设置为1khz，滤波器Q被选择来提供最佳平坦（无超调）脉冲响应。要向上或向下缩放此频率，只需按适当的因子缩放电容器即可。注意，实现该滤波器所需的一个电阻器是Pin VLOG上4.55 kΩ的输出电阻。虽然这与外部电阻的比例并不完全相同，外部电阻可能会稍微改变滤波器的Q值，但在大多数情况下，对脉冲响应的影响可以忽略不计。注意，缓冲器的增益（×2.5）是本说明性滤波器设计的一个组成部分；通常，滤波器可以针对其他闭环增益重新设计。
传输特性可以用光功率来表示。如果我们假设这两个探测器具有相同的响应，则关系是：
使用单位对数（AB）=logA+logB并将衰减定义为-10×log（P/P），总体传输特性可以写成：
图39示出了图38中吸光度和电路输出之间的线性in-dB关系。
反转输入极性
有些应用可能需要连接到源电流而不是汇电流的电路，例如连接到光电二极管的阴极侧。图40显示了电流镜像电路的使用。这允许同时监测阴极的光功率，以及在阳极使用跨阻放大器的数据恢复路径。改进后的威尔逊反射镜提供了非常接近于单位的电流增益和高输出电阻。图41显示了结合当前镜像接口的AD8305的测量传输函数和法律一致性性能。
表征方法
在AD8305的特性化过程中，该器件被视为精密电流输入对数转换器，因为由于几个原因，通过照明光电二极管来产生精确的光电流是不实用的。测试电流是通过使用经过良好校准的电流源（例如Keithley 236）或通过使用从电压源到输入引脚的高值电阻器产生的。当使用非常小的输入电流时，需要非常小心。例如，电流发生器的三轴输出连接与连接到VSUM的防护装置一起使用。PC板上的输入记录道通过将相邻记录道连接到VSUM来保护。
这些措施是必要的，以尽量减少泄漏电流路径的风险。当输入引脚上的标称偏压为0.5 V时，1 GΩ对地的泄漏路径电阻将从输入中减去0.5 nA，对于10 nA的源电流，这相当于-0.44 dB的误差。此外，在特征化过程中通常需要在输入引脚和长电缆处非常高的输出电阻允许60Hz和RF发射引入大量测量误差。小心的保护技术对于减少这些杂散信号的接收至关重要。
图42所示的主要特性设置用于测量V、静态（dc）性能、对数一致性、斜率和截距、管脚VSUM、INPT和IREF处出现的电压以及缓冲偏移和V随温度的漂移。为确保在I和温度极限的全电流范围内稳定运行，在插脚到IREF接地处使用C1=4.7 nF和R13=2 kΩ的滤波器组件。在某些情况下，在引脚VREF和IREF之间使用一个固定电阻器来代替精密电流源。对于动态测试，包括噪声和带宽测量，需要更专门的设置。
图43显示了用于测量缓冲放大器带宽的配置。AD8138评估板包括在缓冲器输入端偏移VLOG的规定，允许使用单个电源在I的整个范围内进行测量。网络分析仪输入阻抗设置为1 MΩ。
图44所示的设置用于对数放大器部分的频率响应测量。AD8138输出偏移到1.5 V dc，并在频率上调制到5%的深度。选择R1（在高达1.0 GΩ的范围内）来提供I。缓冲器用于从测量系统中清除VLOG。
图45中的结构用于测量噪声性能。电池提供电源电压和输入电流，以尽量减少杂散噪声和接地回路效应的引入。整个评估系统，包括电流设置电阻器，安装在一个封闭的铝外壳内，为外部噪声源提供额外的屏蔽。
图46显示了用于进行脉冲响应测量的设置。与带宽测量一样，VLOG直接连接到BFIN，缓冲放大器配置为单位增益。缓冲器的输出通过短电缆连接到TDS5104示波器，输入阻抗设置为1 MΩ。LeCroy的输出被偏移，以产生给定值R1的初始基极电流，然后脉冲产生十年的电流阶跃。
评估委员会
AD8305有一个评估板，其示意图如图49所示。它可以配置为各种各样的实验。缓冲增益出厂设置为单位，提供200 mV/decade的斜率，截距设置为1 nA。表4描述了各种配置选项。
外形尺寸
