描述
UCCx817/18系列提供有源功率因数校正预调节器所需的所有功能。该控制器通过对交流输入线电流波形进行整形，使其与交流输入线电压波形相对应，从而达到接近单位功率因数的目的。平均电流模式控制保持稳定，低失真正弦线电流。
UCC2817/UCC2818采用德州仪器的BiCMOS工艺设计，具有低启动电流、低功耗、过电压保护、分路UVLO检测电路、降低大容量电容器纹波电流的前沿调制技术和改进的设计，低偏移（±2 mV）电流放大器，以减少轻载条件下的失真。方块图
说明（续）
UCC2817提供了一个具有低启动电流的片内并联调节器，适用于使用自举电源的应用。UCC2818适用于固定电源（VCC）应用。
提供16针D、DW、N和PW封装。
运行自由空气温度的绝对最大额定值（除非另有说明）电源电压VCC。18 V电源电流ICC。20毫安门极驱动电流，连续。0.2安
栅极驱动电流。1.2 A输入电压，CAI，MOUT，SS。8 V输入电压，PKLMT。5 V输入电压，VSENSE，OVP/EN。10 V输入电流，RT，IAC，PKLMT。10毫安输入电流，VCC（无开关）。20毫安最大负电压，DRVOUT，PKLMT，MOUT。-0.5 V功耗。1W结温，T。-55°C至150°CJ型
储存温度T。-65°C至150°Cstg公司
铅温度，T（焊接，10秒）。300摄氏度溶胶功耗。1瓦“绝对最大额定值”下列出的应力以外的应力可能会对设备造成永久性损坏。这些仅为应力额定值，并不意味着设备在这些或任何其他条件下的功能操作超出了推荐操作条件下的指示。长期暴露在绝对最大额定条件下可能会影响设备的可靠性。
UCC3817是一种BiCMOS平均电流模式升压控制器，用于高功率因数、高效率的预调压电源。图1显示了250-W功率因数校正电路中的UCC3817。离线开关电源转换器的输入电流通常不是正弦的。输入电流波形具有高次谐波含量，因为电流是在输入电压波形的峰值处以脉冲形式产生的。有源功率因数校正电路对输入电流进行编程以跟踪线路电压，迫使转换器看起来像是线路上的电阻负载。电阻负载在电流和电压波形之间具有0°相位位移。功率因数可以根据同一频率的两个正弦波形之间的相位角来定义：
因此，纯电阻负载的功率因数为1。在实际应用中，设计良好的电路可以使总谐波失真小于3%的功率因数达到0.999。以下是使用UCC3817设计功率因数校正升压变换器的指南。
注：需要使用肖特基二极管D5和D6来保护功率因数校正控制器在系统通电期间不受过电压的影响。
典型应用电路
功率级
L增压：升压电感值由以下因素决定：
式中，D是占空比，∏I是电感纹波电流，f是开关频率。对于示例电路，100 kHz的开关频率、875毫安的纹波电流、0.688的最大占空比和85 V的最小输入电压为我们提供约1 mH的升压电感值。这个方程中使用的值是在低线的峰值，其中电感电流和它的纹波是最大的。S公司有效值
课程：电容和额定电压这两个主要标准决定了输出电容的选择。电容值由输入交流电压被移除后支撑负载所需的保持时间决定。保持时间是输入被移除后输出保持在调节状态的时间量。对于该电路，所需的保持时间约为16 ms。根据输出功率、输出电压和保持时间来表示电容器值，给出了公式：
实际上，由于输出纹波电压规范限制了允许输出电容ESR的数量，计算出的最小电容值可能不足。获得足够低的ESR值通常需要使用比计算值大得多的电容值。输出电容ESR的允许量可以通过将最大规定输出纹波电压除以电感纹波电流来确定。在这个设计中，保压时间是主要的决定因素，并选择了一个220μF，450-V的电容器，在250w时输出电压为385伏直流电。
电源开关选择：与任何电源设计一样，必须在性能、成本和尺寸之间进行权衡。当选择一个电源开关时，在考虑转换器的开关频率时，计算几个不同设备的开关总功耗是有用的。开关的总功耗是开关损耗和传导损耗之和。开关损耗是栅极电荷损耗、C损耗和开关损耗的组合：开放源码软件
其中，Q是栅极总电荷，V是栅极驱动电压，f是时钟频率，C是MOSFET的漏源电容，I是电感电流峰值，t和t是开关时间（使用器件参数R、Q和V估计），V是开关在关断时间内的电压，在这种情况下，V=V。大门大门S公司开放源码软件一打开关闭大门GD公司真实航向关闭关闭出局
传导损耗计算为开关R（在最坏情况下的结温）和均方根电流平方的乘积：DS（开）
其中K是制造商R与结温曲线中的温度系数。DS（开）
计算这些损耗并根据频率绘制曲线，使设计师能够确定哪个制造商的设备在所需开关频率下具有最佳性能，或者哪个开关频率对于特定电源开关具有最小的总损耗。在这个设计实例中，选择了一个来自国际整流器的IRFP450 HEXFET，因为它的低R额定值。IRFP450的R为0.4Ω，500 V，是一个理想的选择。有关此程序的详细说明，请参阅单极电源设计研讨会（SEM1200，主题6，设计审查：140 W，[多输出高密度DC/DC转换器]。DS（开）以及它的V决策支持系统DS（开）以及最大V决策支持系统
软启动器
软启动电路用于防止启动期间输出电压的过冲。这是通过缓慢地提高电压放大器的输出（V）来实现的，它允许PWM占空比缓慢地增加。请使用以下公式为软启动引脚选择电容器。
在开环测试电路中，软启动引脚对地短路不能确保0%的占空比。这是由于电流放大器输入偏置电压，这可能迫使电流放大器输出高或低取决于偏置电压的极性。然而，在典型的应用中，有足够的涌流和偏置电流来克服电流放大器的偏置电压。
乘数
UCC3817乘法器的输出是表示所需输入线电流的信号。它是电流放大器的一个输入端，电流放大器对电流回路进行编程，以控制输入电流，从而实现高功率因数操作。因此，乘法器的正常工作是设计成功的关键。乘法器的输入为VAOUT、电压放大器误差信号I、输入整流交流线电压的表示和输入电压前馈信号V。乘法器的输出I可以表示为：
应用程序信息
传导损耗计算为开关RDS（开）的乘积（在最坏的结温下）以及均方根电流的平方：
其中K是制造商RDS（on）与结温曲线中的温度系数。计算这些损耗并根据频率绘制曲线，使设计者能够确定哪个制造商的设备在所需的开关频率下具有最佳性能，或者对于特定的电源开关，开关频率的总损耗最小。对于这个设计示例，IRFP450HEXFET的RDS（on）较低，VDSS额定值较低，所以选用国际整流器。IRFP450的RDS（开）为0.4Ω，最大VDSS为500 V，是一个理想的选择。对这一程序的详细审查可在Unitrode电源设计研讨会SEM1200中找到，主题6，设计评审：140 W，[多个输出高密度DC/DC转换器]。
软启动器
软启动电路用于防止启动期间输出电压的过冲。这就完成了通过缓慢地提高电压放大器的输出（VVAOUT），从而使脉宽调制占空比增加慢慢来。请使用以下公式为软启动引脚选择电容器。
在本例中，tDELAY等于7.5ms，这将产生10nf的CSS。
在开环测试电路中，软启动引脚对地短路不能确保0%的占空比。这是因为电流放大器输入偏置电压，这可能迫使电流放大器输出高或低取决于偏移电压的极性。然而，在典型的应用中，有足够的涌流和偏置电流克服电流放大器的偏置电压。
乘数
UCC3817乘法器的输出是表示所需输入线电流的信号。这是一个输入至电流放大器，电流放大器对电流回路进行编程，以控制输入电流以提供高功率因数操作。因此，乘法器的正常工作是设计成功的关键。输入到乘法器是VAOUT，电压放大器误差信号，IIAC，输入整流交流线路的表示电压，输入电压前馈信号，VVFF。乘法器IMOUT的输出可以表示为
作为：
其中K是一个通常等于1V的常数。
电气特性表涵盖了设计时所需的所有操作条件乘数。
应用程序信息
乘数（续）
IIAC信号通过连接在整流交流线路和IAC之间的高值电阻获得UCC3817/18的销。该电阻器（RIAC）的尺寸应能在高压线上提供最大的IIAC电流。对于UCC3817/18最大IIAC电流约为500微安。高于此值的电流可驱动乘法器输出它的线性范围。较小的电流水平是可行的，但噪声可能成为一个问题，特别是在低输入时
行。假设通用线路运行为85 VRMS至265 VRMS，则RIAC值为750 kΩ。因为标准1/4-W电阻器的额定电压限制，使用连接在串联以提供所需的电阻并在电阻之间分配高压。对于这个设计示例两个383-kΩ电阻器串联使用。
进入IAC引脚的电流在内部镜像到VFF引脚，在那里它被过滤以产生电压馈送正向信号与线路电压成比例。VFF电压用于保持功率级增益恒定；以及提供输入功率限制。有关详细信息，请参阅德州仪器应用说明SLUA196关于VFF引脚如何提供功率限制的说明。以下公式可用于确定VFF的大小提供功率限制的电阻器（RVFF），其中VIN（min）是最小RMS输入电压，RIAC是总电压IAC引脚和整流线路电压之间连接的电阻。
应用程序信息
乘数（续）
这种设计的最大输出（IMOUT）约为315微安。RMOUT电阻可通过
在本例中，选择VRSENSE给出了1.25 V的动态工作范围，该范围给出了大约3.91千欧。
电压回路
谐波失真的第二个主要来源是二次谐波时输出电容器上的纹波线路频率的。该纹波通过误差放大器反馈，并显示为三次谐波纹波在乘法器的输入端。必须对电压回路进行补偿，不仅为了稳定，而且为了衰减纹波对系统总谐波失真的贡献。
电压放大器配置
电压放大器的增益，GVA，可以通过首先计算上的纹波量来确定输出电容器。二次谐波电压的峰值由以下公式给出：
在本例中，VOPK等于3.91 V。假设允许的贡献为0.75%（1.5%峰间）电压环到总谐波失真预算我们将增益设置为：
应用程序信息
电流回路（续）
国际扶轮
是RMOUT电阻，先前计算为3.9 kΩ。电流放大器的增益
是射频RI乘以GEA得到Rf的值，在这种情况下大约为12kΩ。在交叉频率和一半开关频率的极点完成电流环补偿。
UCC3817电流放大器将来自乘法器的输入应用于反向输入。这种结构上的改变，从以前的德州仪器PFC控制器提高了噪声抗扰度在电流放大器。它还向控制回路中添加了一个相位反转。UCC3817利用这种相位反转来实现前沿占空比调制。将boost PFC控制器与下游dc-to-dc控制器同步可减少级间大容量电容器所看到的纹波电流，减小电容器的尺寸和成本，并降低EMI。这将在下一节中进行更详细的解释。UCC3817电流放大器配置如图4所示。
UCC3817电流放大器配置
应用程序信息
启动
UCC3818版本的设备旨在将VCC连接到12-V电源电压。UCC3817有一个内部分路调节器，使设备能够由引导电路供电，如典型的应用电路。在欠压锁定或启动期间，UCC3817所消耗的电流电流，通常为150微安。一旦VCC高于UVLO阈值，设备将启用并吸取4毫安通常。连接在整流交流线路电压和VCC引脚之间的电阻器向分流器提供电流上电时调节器。一旦电路工作，感应器的自举绕组提供VCC电压。启动电阻的大小取决于系统设计的启动时间要求。
其中，IC是充电电流，C是VCC管脚处的总电容，∏V是UVLO阈值，允许的启动时间。
假设1秒允许的启动时间、16 V紫外低阈值和100μF的VCC总电容，在85 VRMS的低线路输入电压下，需要51 kΩ的电阻值。IC启动电流足够在确定启动电阻器的尺寸时可忽略的小尺寸。
电容器纹波抑制
对于PFC升压变换器后接dc-dc变换器级的电力系统，有以下优点使两个转换器同步。除了通常的优点，如降低噪音和稳定性，适当的同步可以显著降低升压电路输出电容器中的纹波电流。
通过显示一个PFC boost转换器和
正激变换器的简化输入级。单个开关周期内的电容电流取决于开关Q1和Q2的状态，可以看出在两个转换器上保持传统后缘调制的方案，电容电流纹波是最高的。当Q1关断时间和Q2正点时间重叠时，可以获得最大的纹波电流抵消最大化。实现这一点的一种方法是使升压二极管（D1）的导通与导通同步这种方法意味着boost变换器的前沿是脉冲宽度调制的，而前端是脉冲宽度调制的变换器采用传统的后缘PWM调制。UCC3817被设计为一个前沿调制器具有与下游转换器容易同步的优点。表1比较UCC3817提供的用于D1/Q2同步的ICB（rms）与用于用385v的VBST同步200w电力系统的Q1和Q2通电。
应用程序信息减少电容器纹波（续）
表1表明，在标称线路和大约30%在高压线，同步方案由UCC3817促成。图7显示了建议的UCC3817与下游转换器同步的技术。使用这种技术，最大波纹减少是可以实现的。如果其输出电容值选择取决于纹波电流或电容器的寿命可以因此提高。对成本敏感的设计在延迟时间不是关键的情况下，这是一个显著的优势。
另一种同步方法可以实现相同的纹波抑制。在这种方法中Q1的开启与Q2的关闭同步。当这种方法产生几乎相同的波纹减少和保持两个转换器的后缘调制，同步更难实现当同步边本身被调制时，电路可能会受到噪声的影响。
在UCC3817的同步方案下，升压电容纹波电流在标称线路可减少约50%，在高压线路可减少约30%。将UCC3817同步到下游转换器的建议技术。使用这种技术，可以实现图6所示的最大波纹降低。如果输出电容值的选择是由纹波电流决定的，则输出电容值可以显著降低，或者由此提高电容器的使用寿命。在对成本敏感的设计中，延迟时间并不重要，这是一个显著的优势。
另一种同步方法可以实现相同的纹波抑制。在这种方法中，Q1的关断与Q2的关断是同步的。虽然这种方法可以减少几乎相同的纹波，并在两个转换器上保持后缘调制，但同步更难实现，而且当同步边缘本身被调制时，电路可能会变得容易受噪声影响。
减少电容器纹波（续）
将UCC3817同步到下游转换器
