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ISL6224为单个设备提供电源控制和保护，为芯片组和高性能笔记本电脑和掌上电脑中的存储库。这个输出电压在0.9-5.5V范围内可调。滞环或PWM控制器调节输出蓄电池电压范围为4V至24V。同步整流与光滞后运行负载有助于在广泛的输入电压和负载。效率进一步提高使用MOSFET的rDS（ON）作为电流传感元件。前馈斜坡调制，平均电流模式控制和内部反馈补偿提供快速以及在供电提前时对瞬变的严格处理芯片组。使用系统5V电压的两级转换在一个更高的频率（600kHz），以最小化输出滤波器的大小。ISL6224监控输出电压。权力好）软启动完成时发出信号，并且输出在设定值的±10%范围内。内置过电压保护防止输出电压超过设定值的120%。欠电压当输出下降到以下时，保护会锁定芯片软启动顺序后其设定值的70%完整的。PWM控制器的过电流电路通过感应电压降监测输出电流穿过较低的MOSFET。如果精度更高需要技术，可选外部电流传感器可使用电阻器。
特征
可调输出电压：0.9-5.5V
在宽负载范围内高效-轻载滞回模式效率更高
无损电流检测方案-使用MOSFET的rDS（ON）-可选电流检测方法精度更高
供电运行模式-宽车辆识别号范围：4V-24V-单5V系统导轨
VCC引脚上的输入欠压锁定（UVLO）
卓越的动态响应-电压前馈和电流联合模式控制
功率良好指示器
300/600kHz开关频率
热关机
提供无铅加退火（符合RoHS）
应用
移动PC
图形卡
手持便携式仪器
相关文献
申请说明AN9983
绝对最大额定值热信息
偏压，VCC。-0.3V至+7V
输入电压，车辆识别号。+27.0伏
相位和Isen引脚。接地-0.3V至+29.0V
防尘套和磨损销。+32.0伏
关于相位的启动。+7.0伏
所有其他引脚。接地-0.3V至15V
静电放电分类。2级
推荐操作条件
偏压，VCC。+5.0伏±5%
输入电压，车辆识别号。4.0伏至+24.0伏
环境温度范围。-10°C至85°C
结温范围。-10°C至125°C
热阻（典型，注1）θJA（℃/瓦）
SSOP包。112个
最高结温（塑料包装）。150摄氏度
最高储存温度范围。-65°C至150°C
最高引线温度（焊接10s）。300摄氏度（SSOP-仅限铅头）
注意：超过“绝对最大额定值”中列出的应力可能会对设备造成永久性损坏。这是一个压力等级和操作在本规范操作章节中所述的上述条件或任何其他条件下的装置并不隐含。
注：
3.在自由空气中，用安装在高效热导率测试板上的部件测量JA。
电气规范工作条件：VCC=5V，TA=10°C至85°C，除非另有说明。
电气规范工作条件：VCC=5V，TA=10°C至85°C，除非另有说明。（续）
功能管脚说明
车辆识别号（针脚1）向振荡器提供蓄电池电压以进行前馈输入电压变化的抑制。还有，这个别针程序的内部时钟频率和增益斜坡发电机。当连接到电池时电压从4V到24V，时钟频率设置为300kHz，斜坡增益相应设置为适应宽输入电压范围。对于系统5V电源轨的两步转换车辆识别号引脚通过150k电阻器接地。这个排列将斜坡生成器的增益更改为适应较低的输入电压但不改变时钟频率。当车辆识别号针脚接地时，时钟频率设置为600kHz。斜坡发生器的增益也是相应改变。这种电路布置使设计器选择较小的输出筛选器组件。
PGOOD（引脚2）
PGOOD是一个开放的收集器输出，用于指示输出电压的状态。当系统输出在各自标称值的±10%范围内电压。
EN（针脚3）
此引脚提供芯片的启用/禁用功能。这个当该引脚被拉过2V或左开时，IC启用。注：需要100k或更小的下拉电阻禁用控制器。
接触网（引脚4）
从这个引脚到GND的电阻设置过电流保护阈值。
VOUT（引脚5）
此引脚用于将输出电压反馈到工作模式下正确定位输出电压改变
VSEN（插脚6）
该引脚通过电阻分压器连接到输出端，并且为脉宽调制控制器提供电压反馈信号。PGOOD、UVP和OVP电路使用此信号来报告输出电压状态。
软（针脚7）
该引脚提供软启动的脉宽调制控制器。当EN引脚被拉高，电容器上的电压被连接由于5μA上拉，软起动销呈线性上升当前。输出电压跟随电容器直到它达到0.9V的值。进一步上升软起动电容器上的电压不影响输出电压。
接地（引脚8）
IC的信号接地。
PGND（引脚9）
这是PWM转换器的电源接地连接。这个引脚连接到较低的MOSFET源终点站。
LGATE（插脚10）
这个引脚为较低的MOSFET提供栅极驱动。
VCC（引脚11）
这个引脚为芯片提供电源。
ISEN（针脚12）
该引脚用于监测下部的电压降用于电流反馈和过电流保护的MOSFET。为了精确检测电流，该输入可以连接到一个可选的电流感应电阻器与低MOSFET的源极。
相位（引脚13）
将此引脚连接到转换器的相位节点。这个相结是上MOSFET的结点源极、输出滤波电感和较低的MOSFET漏极。
磨损（销14）
该引脚为上MOSFET提供栅极驱动。
护套（针脚15）
该引脚为PWM的上MOSFET驱动器供电转换器。将此引脚连接到引导的连接处带自举二极管阴极的电容器。阳极引导二极管连接到VCC引脚。
FCCM（插脚16）
当被拉到VCC时，这个销可以抑制滞回操作在轻载情况下。
一般说明
业务概况
ISL6224是一个单通道PWM控制器用于芯片组、DRAM或其他低压电源需求现代笔记本电脑和子笔记本电脑集成电路单点控制电路及反馈补偿同步降压变换器。输出电压设置在范围为0.9-5.5V，通过外部电阻分压器。同步buck转换器可以配置为开关频率为300kHz或600kHz。什么时候？由电池供电，开关频率为300kHz推荐。从5V开始工作时，切换可选择300kHz或600kHz的频率。对于300kHz操作时，插脚1应通过电阻器连接（150K）接地。对于600kHz的操作，插脚1应该是接地的。表1。显示不同的配置操作模式。下面的图1显示了斜坡的曲线图速度补偿。
提高了同步变流器轻载效率通过一种迟滞的操作模式当电感电流变为不连续。当滤波电感恢复连续时电流，工作模式为自动恢复。ISL6224控制IC采用平均电流模式输入电压前馈斜坡控制方案为更好地抑制输入电压变化而编程。电流传感和限流保护PWM转换器使用较低的MOSFET导通状态电阻，rDS（开），作为电流传感元件。这个这种技术不需要电流感应电阻器以及相关的功率损耗。如果电流更准确需要保护，电流感应电阻可用于与较低的MOSFET源串联。电流比例信号用于提供平均值电流模式控制和过电流保护。收益电流检测电路由连接的电阻器设置ISEN（引脚12）连接到buck转换器的相位节点。这个该电阻的值可通过以下方法估算表达式：
其中Iomax是最大电感电流。价值应为预期的最大值指定提升工作温度。过电流保护阈值由外部从OCSET（引脚4）接地的电阻器。价值这个电阻器的表达式：
其中Ioc是过电流的值。产生的电流通过上升从ISEN引脚中取出，用于电流反馈和电流限制保护。这与内部电流限制阈值。当采样值为输出电流被确定为高于电流限制阈值，脉冲宽度调制驱动器终止，计数器启动。这限制了电感电流的积累和实质上是将转换器切换到电流限制模式。如果在26ms到53ms之间检测到过电流启动过电流关机。如果在26毫秒到53毫秒之间期间，未检测到过电流，计数器复位采样继续正常进行。这个电流限制方案在像便携式计算机这样的应用由于差别很大，目前的积累很普遍输入和输出电压之间以及感应器。轻载（滞回）运行在轻载（滞回）模式下，输出电压为由滞后比较器调节保持输出电压纹波为如图2所示。在滞回模式下，电感电流仅当输出电压达到滞后比较器在上限关闭。滞回模式通过仅在输出电压需要它。这种模式通过减少与连续开关相关的功耗。在电感电流脉冲之间的时间内上下mosfet关闭。这是指作为“二极管模拟模式”，因为较低的MOSFET执行二极管的功能。这个二极管模拟模式防止输出电容器通过上MOSFET不导电时，下MOSFET。注意：仅限脉宽调制的操作可以通过打结来强制执行插脚16，FCCM，连接到VCC。
运行模式控制
模式控制电路改变转换器的模式基于相节点电压极性的操作当较低的MOSFET导通时上MOSFET开启。对于连续电感电流，当较低的MOSFET为传导和转换器在固定频率下工作如图3所示的脉宽调制模式。当负载电流减小到电感电流流动的点通过“反向”方向的下部MOSFET相位节点变为正，模式变为歇斯底里。相位比较器处理相位节点的定时电压感应。相位比较器输出低电平表示传导期间的负相电压下MOSFET的时间。高水平的比较器输出指示正相电压。当相位节点为正（相位比较器高）时，在较低的MOSFET传导时间结束时，为8连续时钟周期，模式变为滞后如图3所示。虚线表示相位节点变正，相位比较器输出很兴奋。1，2，…8处的实线表示相位比较器的采样时间，以确定相节点的极性（符号）。在脉宽调制和滞回模式mosfet已关闭。相位节点将基于关于输出电感和寄生电容相位节点，并在输出电压值处结算。
从滞回到脉宽调制的模式变化可能是由两个事件之一。一个事件是相同的机制使脉宽调制变为迟滞过渡。但不是看连续八次出现在这个阶段节点，它正在寻找八个连续的负在阶段节点上出现。操作模式为当这八个出现连续脉冲。这种转换技术可以防止在接近边界的负载水平下工作模式的抖动。从滞回变为PWM的另一种机制是因为输出电流突然增加。这一步负载导致输出电压瞬间降低由于输出电容器上的电压降ESR。如果降低会导致输出电压降到滞后调节级，模式改为脉宽调制开下一个时钟周期。这保证了输出电流的增加。
门控制逻辑
栅极控制逻辑转换生成的PWM控制进入MOSFET栅极驱动信号提供必要的放大、水平移动和穿透保护。此外，它还具有帮助优化集成电路的功能在各种操作条件下的性能。因为MOSFET的开关时间可以从输入电压，门控制逻辑通过监测上下mosfet的栅源电压，提供自适应死区时间。这个在栅极到源极之间，较低的MOSFET才开启上MOSFET的电压已经降低到小于大约1V。类似地，上部的MOSFET没有转动直到较低的MOSFET的栅源电压降低到大约1V以下。这允许各种上、下mosfet，不用关于同时传导的，或射穿的。
软启动操作
同步Buck变换器的软启动是通过从引脚7连接的电容器完成，软到地面。软启动时间可从以下方程式：
图4显示了由启用引脚启动的软启动在车辆识别号输入为5.6伏时被拉高3.3V输出和PGOOD信号。当启用pin为保持在低位，在t0之前，输出关闭。当EN-pin是在t0时，电容器上的电压被拉高由于内部5μA电流，软起动销线性上升电源开始给电容器充电。输出电压跟踪电容器上的电压，直到其达到t1时为0.9V。此时，t1，输出电压开始监管。当PGOOD pin为t2高，软启动时电压进一步升高电容器不影响输出电压。
电源良好状态ISL6224监控输出电压。当软启动完成时，发出一个功率良好的信号PGOOD输出在设定值的10%以内。软启动顺序完成后，欠压保护当任何受监控的输出下降时，锁定芯片低于设定值的70%。对过电压执行“软撬棒”功能在输出端。如果输出电压高于标称输出电平，上部MOSFET关闭下部的MOSFET被打开。这个“软撬棍”在输出电压恢复之前，将保持该状态到调节窗口，然后正常运行继续。这个“软撬棍”和输出监控，防止电感器电流为负振铃输出电压沿“反向”方向流过下部MOSFET和输出电容器。部件选择指南输出电容器选择输出电容器有独特的要求。一般来说，输出电容器的选择应满足动态调节要求，包括纹波电压以及负载瞬变。输出电容器的选择也取决于输出电感，因此需要进行电感分析选择输出电容器。限制转换器响应的参数之一负载瞬变是电感电流所需的时间转换到新的水平。给定一个足够快的控制回路设计上，ISL6224将提供0%或94%的占空比对负载瞬变的响应。响应时间是转换电感电流所需的时间间隔负载电流水平的初始电流值。在此期间间隔电感电流和瞬态电流水平必须由输出提供电容器。最小化响应时间可以最小化需要输出电容。如果负载瞬态上升时间为比感应器响应时间慢，如在硬盘或CD驱动器，这降低了对输出的要求电容器。所需的最大电容值，上升阶跃，响应时间内的瞬态负载电流感应器是：
式中：COUT是所需的输出电容器，LO是输出电感，ITRAN是瞬态负载电流阶跃，VIN是输入电压，VOUT是输出电压，DVOUT是负载瞬态期间允许的输出电压下降。高频电容器最初提供瞬态电流和减缓负载变化率所看到的散装电容器。大容量滤波电容值通常为由ESR（等效串联电阻）和额定电压要求和实际电容要求。输出电压纹波是由电感引起的输出电容器的纹波电流和ESR定义人：
其中，在电感选择部分中计算。高频去耦电容器应放置在尽可能靠近负载的电源插脚。成为
小心不要在电路板布线中增加电感可能会抵消这些低电感的作用组件。咨询负载制造商特定去耦要求的电路。仅使用专用低ESR电容器开关调节器应用，300kHz，散装电容器。在大多数情况下小箱比大箱好电容器。输出选择的稳定性要求电容器是‘ESR零点’，fZ，在1.2kHz和30千赫。这个范围是由一个内部的，单一的补偿设置的6kHz时为零。ESR零点可以是内部零点的一侧仍有助于控制回路的相位裕度。因此：
总之，输出电容器必须满足三个标准：
1.它们必须有足够的体积电容来维持负载瞬态期间的输出电压电感电流转为负载值瞬变的
2.ESR必须足够低，以满足要求输出电感电流引起的输出电压纹波，和
3.ESR零点应该放在一个相当大的范围内，提供额外的相位裕度。输出电感选择选择输出电感以满足输出电压波纹要求。电感值决定转换器的纹波电流和纹波电压是一个函数纹波电流和输出电容的ESR。波纹电容器选择部分给出了电压表达式波纹电流近似如下方程式：
其中Fs是开关频率。
输入电容器选择大容量输入电容器的重要参数是电压额定值和均方根电流额定值。为了可靠操作，选择带电压和电流额定值高于最大输入电压和最大电路所需的均方根电流。电容电压评级应至少比最大输入电压和1.5倍为保守值指南。交流有效值输入电流随负载变化。取决于输入功率和阻抗的具体情况全部）电流由输入电容器提供。使用混合输入旁路电容器来控制电压荡漾在mosfet上。使用陶瓷电容器高频去耦和大容量电容器均方根电流。小型陶瓷电容器可以放置在接近上MOSFET以抑制电压感应寄生电路中的阻抗。对于允许通孔组件的电路板设计三洋OS-CON®系列提供低ESR和良好的温度性能。对于表面贴装设计，固体钽电容器可以使用，但必须谨慎对待电容器浪涌电流额定值。这些电容器必须能够在通电时处理浪涌电流。TPSAVX提供的系列是浪涌电流测试。
MOSFET注意事项
选择逻辑级mosfet以获得最佳效率考虑到潜在的宽输入电压范围和输出电源要求。一个双N通道或两个N通道每个同步整流电路中都使用了mosfet输出的buck转换器。这些mosfet应该是根据无线电数据系统（开启）、门电源要求选择，以及热管理方面的考虑。功耗包括两个损耗分量；传导损耗和开关损耗。这些损失是分布在上下mosfet之间根据占空比（见以下方程式）。这个传导损耗是功率的主要组成部分低mosfet的损耗。只有上MOSFET具有显著的开关损耗，因为较低的设备接通和断开接近零电压。
方程假定电压-电流线性跃迁和不要模拟由于降低MOSFET的体二极管。栅极电荷损耗由ISL6224和不要加热mosfet。然而，一个巨大的门电荷增加开关时间，tSW增加MOSFET开关损耗。确保两个mosfet在高环境温度下的最高结温范围内根据包装热阻规格。
布局注意事项
mosfet开关速度快，效率高。速度与电流从一个设备过渡到另一个设备引起互连阻抗上的电压尖峰以及寄生电路元件。电压峰值可以降低效率，将噪声辐射到电路中，并导致装置过电压应力。仔细的部件布局和印刷电路设计将转换器。例如，考虑上面的一个PWM mosfet。在关闭之前，上部MOSFET带满负载电流。在关机期间，电流停止在上MOSFET中流动并被拾取通过较低的MOSFET。开关中的任何电感电流路径在开关过程中产生电压尖峰间隔。仔细的部件选择，紧凑的布局关键部件和短路、宽电路痕迹最小化电压峰值的大小。见申请说明AN9983用于评估委员会组件放置和印刷电路板布局细节。
DC/DC中有两组关键组件
使用ISL6224控制器的转换器。开关电源组件是最关键的，因为它们切换得很大能量的数量，因此，它们倾向于产生同样大量的噪音。临界小信号组件是连接到敏感节点或那些提供临界偏压电流的。电源组件布局注意事项电源部件和控制器IC应排在第一位。将输入电容器，特别是高频陶瓷去耦电容器放置在靠近电源的位置莫斯费特。定位输出电感和输出电容器在mosfet和负载之间。定位脉冲宽度调制控制器靠近mosfet。确保从输入电容器到输出电感和输出电容的mosfet尽可能短，允许的最大道宽。建议使用多层印刷电路板。奉献为地平面提供一个实体层，并使所有关键层组件接地连接，带有到该层的通孔。把另一个固体层作为能量层并打破这个平面到共同电压水平的更小的岛上。这个电源平面应支持输入功率和输出电源节点。在顶部使用填充铜的多边形相位节点的底部电路层，但不不必要地过大这些特殊的岛屿。自从相节点承受非常高的dV/dt电压在这些岛和周围的电路将倾向于耦合开关噪声。使用用于小信号布线的剩余印刷电路层。从控制IC到MOSFET栅极的布线轨迹电源的尺寸应能承受2A的峰值电流。小部件信号布局注意事项应使用1.0μF绕过车辆识别号针脚1输入电容器。车辆识别号旁路电容器与软起动电容器，应靠近其上的连接销控制芯片。有关推荐的组件放置和互连。图5、6和7显示了三种模式的应用电路操作。模式1是从蓄电池电压和在300kHz开关频率下工作。模式2正在运行关闭5V，在300kHz开关频率下工作。模式3正在关闭5V并在600kHz开关下运行频率。
ISL6224 DC-DC转换器应用电路图5显示了DC/DC转换器的应用电路对于笔记本电脑，电源提供+4V–24VDC蓄电池电压或系统+5V总线。为了电路的详细信息，包括材料清单和电路板说明，见应用注释AN9983。
